DC/DC-omformere er mye brukt til å drive diverse elektronisk utstyr. De brukes i dataenheter, kommunikasjonsenheter, ulike kontroll- og automatiseringskretser, etc.
Transformator strømforsyninger
I tradisjonelle transformatorstrømforsyninger konverteres spenningen til forsyningsnettverket, oftest redusert, til ønsket verdi ved hjelp av en transformator. Den reduserte spenningen jevnes ut av et kondensatorfilter. Om nødvendig installeres en halvlederstabilisator etter likeretteren.
Transformatorstrømforsyninger er vanligvis utstyrt med lineære stabilisatorer. Slike stabilisatorer har minst to fordeler: lav pris og et lite antall deler i selen. Men disse fordelene eroderes av lav effektivitet, siden en betydelig del av inngangsspenningen brukes til å varme opp kontrolltransistoren, noe som er helt uakseptabelt for å drive bærbare elektroniske enheter.
DC/DC omformere
Hvis utstyret drives fra galvaniske celler eller batterier, er spenningskonvertering til det nødvendige nivået kun mulig ved hjelp av DC/DC-omformere.
Ideen er ganske enkel: likespenning konverteres til vekselspenning, vanligvis med en frekvens på flere titalls eller til og med hundrevis av kilohertz, økes (reduseres), og deretter korrigeres og tilføres lasten. Slike omformere kalles ofte pulsomformere.
Et eksempel er en boost-omformer fra 1,5V til 5V, bare utgangsspenningen til en datamaskins USB. En lignende laveffektomformer selges på Aliexpress.
Ris. 1. Omformer 1,5V/5V
Pulsomformere er gode fordi de har høy effektivitet, alt fra 60..90 %. En annen fordel med pulsomformere er et bredt spekter av inngangsspenninger: inngangsspenningen kan være lavere enn utgangsspenningen eller mye høyere. Generelt kan DC/DC-omformere deles inn i flere grupper.
Klassifisering av omformere
Senking, i engelsk terminologi step-down eller buck
Utgangsspenningen til disse omformerne er som regel lavere enn inngangsspenningen: uten betydelige varmetap til kontrolltransistoren kan du få en spenning på bare noen få volt med en inngangsspenning på 12...50V. Utgangsstrømmen til slike omformere avhenger av belastningsbehovet, som igjen bestemmer kretsdesignet til omformeren.
Et annet engelsk navn for en nedtrappingsomformer er chopper. Et av oversettelsesalternativene for dette ordet er avbryter. I teknisk litteratur kalles en nedtrappingsomformer noen ganger en "chopper". For nå, la oss bare huske denne termen.
Økende, i engelsk terminologi step-up eller boost
Utgangsspenningen til disse omformerne er høyere enn inngangsspenningen. For eksempel, med en inngangsspenning på 5V, kan utgangsspenningen være opptil 30V, og dens jevne regulering og stabilisering er mulig. Ganske ofte kalles booster-omformere boostere.
Universalomformere - SEPIC
Utgangsspenningen til disse omformerne opprettholdes på et gitt nivå når inngangsspenningen enten er høyere eller lavere enn inngangsspenningen. Anbefales i tilfeller der inngangsspenningen kan variere innenfor betydelige grenser. For eksempel i en bil kan batterispenningen variere innenfor 9...14V, men du må få en stabil spenning på 12V.
Inverterende omformere
Hovedfunksjonen til disse omformerne er å produsere en utgangsspenning med omvendt polaritet i forhold til strømkilden. Veldig praktisk i tilfeller der bipolar strøm er nødvendig, for eksempel.
Alle de nevnte omformere kan være stabiliserte eller ustabiliserte, utgangsspenningen kan være galvanisk koblet til inngangsspenningen eller ha galvanisk spenningsisolasjon. Alt avhenger av den spesifikke enheten som omformeren skal brukes i.
For å gå videre til en videre historie om DC/DC-omformere, bør du i det minste forstå teorien i generelle termer.
Step-down converter chopper - buck converter
Funksjonsdiagrammet er vist i figuren nedenfor. Pilene på ledningene viser retningene til strømmene.
Fig.2. Funksjonsdiagram av chopper stabilisator
Inngangsspenningen Uin tilføres inngangsfilteret - kondensator Cin. VT-transistoren brukes som et nøkkelelement; den utfører høyfrekvent strømsvitsjing. Det kan være enten. I tillegg til de angitte delene inneholder kretsen en utladningsdiode VD og et utgangsfilter - LCout, hvorfra spenningen tilføres belastningen Rн.
Det er lett å se at lasten er koblet i serie med elementene VT og L. Derfor er kretsen sekvensiell. Hvordan oppstår spenningsfallet?
Pulsbreddemodulasjon - PWM
Styrekretsen produserer rektangulære pulser med konstant frekvens eller konstant periode, som i hovedsak er det samme. Disse pulsene er vist i figur 3.
Fig.3. Kontrollpulser
Her er t pulstiden, transistoren er åpen, t er pausetiden, og transistoren er lukket. Forholdet ti/T kalles duty cycle duty cycle, betegnet med bokstaven D og uttrykt i %% eller ganske enkelt i tall. For eksempel, med D lik 50 %, viser det seg at D=0,5.
Dermed kan D variere fra 0 til 1. Med en verdi på D=1 er nøkkeltransistoren i en tilstand av full ledning, og med D=0 i en cutoff-tilstand, enkelt sagt, er den lukket. Det er ikke vanskelig å gjette at ved D=50 % vil utgangsspenningen være lik halvparten av inngangen.
Det er ganske åpenbart at utgangsspenningen reguleres ved å endre bredden på styrepulsen t og faktisk ved å endre koeffisienten D. Dette reguleringsprinsippet kalles (PWM). I nesten alle vekslende strømforsyninger er det ved hjelp av PWM at utgangsspenningen stabiliseres.
I diagrammene vist i figur 2 og 6 er PWM "gjemt" i rektangler merket "Kontrollkrets", som utfører noen tilleggsfunksjoner. Dette kan for eksempel være en myk start av utgangsspenningen, fjerninnkobling eller kortslutningsbeskyttelse av omformeren.
Generelt har omformere blitt så mye brukt at produsenter av elektroniske komponenter har begynt å produsere PWM-kontrollere for alle anledninger. Sortimentet er så stort at du trenger en hel bok for å liste dem opp. Derfor faller det aldri noen inn å sette sammen omformere ved hjelp av diskrete elementer, eller som de ofte sier i "løs" form.
Dessuten kan ferdiglagde laveffektomformere kjøpes på Aliexpress eller Ebay for en lav pris. I dette tilfellet, for installasjon i en amatørdesign, er det nok å lodde inngangs- og utgangsledningene til brettet og stille inn den nødvendige utgangsspenningen.
Men la oss gå tilbake til vår figur 3. I dette tilfellet bestemmer koeffisienten D hvor lenge den vil være åpen (fase 1) eller lukket (fase 2). For disse to fasene kan kretsen representeres i to tegninger. Figurene VISER IKKE de elementene som ikke brukes i denne fasen.
Fig.4. Fase 1
Når transistoren er åpen, går strømmen fra strømkilden (galvanisk celle, batteri, likeretter) gjennom den induktive choken L, belastningen Rн og ladekondensatoren Cout. Samtidig flyter strømmen gjennom lasten, kondensator Cout og induktor L akkumulerer energi. Strømmen iL ØKER GRADISK, på grunn av påvirkningen av induktansen til induktoren. Denne fasen kalles pumping.
Etter at belastningsspenningen når den innstilte verdien (bestemt av kontrollenhetens innstillinger), lukkes VT-transistoren og enheten beveger seg til den andre fasen - utladningsfasen. Den lukkede transistoren i figuren er ikke vist i det hele tatt, som om den ikke eksisterer. Men dette betyr bare at transistoren er lukket.
Fig.5. Fase 2
Når VT-transistoren er lukket, er det ingen påfyll av energi i induktoren, siden strømkilden er slått av. Induktans L har en tendens til å forhindre endringer i størrelsen og retningen til strømmen (selv-induksjon) som strømmer gjennom induktorviklingen.
Derfor kan strømmen ikke stoppe umiddelbart og lukkes gjennom "diode-belastning"-kretsen. På grunn av dette kalles VD-dioden en utladningsdiode. Som regel er dette en høyhastighets Schottky-diode. Etter kontrollperioden, fase 2, bytter kretsen til fase 1, og prosessen gjentas igjen. Den maksimale spenningen ved utgangen til den betraktede kretsen kan være lik inngangen, og ingenting mer. For å oppnå en utgangsspenning som er større enn inngangen, brukes boost-omformere.
For nå trenger vi bare å minne deg om mengden induktans, som bestemmer de to driftsmodusene til chopperen. Hvis induktansen er utilstrekkelig, vil omformeren fungere i brytestrømmodus, noe som er helt uakseptabelt for strømforsyninger.
Hvis induktansen er stor nok, skjer driften i kontinuerlig strømmodus, noe som gjør det mulig, ved bruk av utgangsfiltre, å oppnå en konstant spenning med et akseptabelt rippelnivå. Boost-omformere, som vil bli diskutert nedenfor, fungerer også i kontinuerlig strømmodus.
For å øke effektiviteten litt, erstattes utladningsdioden VD med en MOSFET-transistor, som åpnes i riktig øyeblikk av kontrollkretsen. Slike omformere kalles synkrone. Bruken deres er berettiget hvis kraften til omformeren er stor nok.
Step-up eller boost-omformere
Boost-omformere brukes hovedsakelig til lavspent strømforsyning, for eksempel fra to eller tre batterier, og noen designkomponenter krever en spenning på 12...15V med lavt strømforbruk. Ganske ofte kalles en boost-omformer kort og tydelig ordet "booster".
Fig.6. Funksjonsdiagram av en boost-omformer
Inngangsspenningen Uin tilføres inngangsfilteret Cin og tilføres den seriekoblede L og svitsjetransistoren VT. En VD-diode er koblet til koblingspunktet mellom spolen og avløpet til transistoren. Lasten Rн og shuntkondensatoren Cout er koblet til den andre terminalen på dioden.
VT-transistoren styres av en styrekrets som produserer et styresignal med en stabil frekvens med en justerbar arbeidssyklus D, akkurat som beskrevet rett ovenfor ved beskrivelse av chopper-kretsen (fig. 3). VD-dioden blokkerer belastningen fra nøkkeltransistoren til rett tid.
Når nøkkeltransistoren er åpen, kobles den høyre utgangen til spolen L i henhold til diagrammet til den negative polen til strømkilden Uin. En økende strøm (på grunn av påvirkning av induktans) fra strømkilden flyter gjennom spolen og den åpne transistoren, og energi samler seg i spolen.
På dette tidspunktet blokkerer dioden VD belastnings- og utgangskondensatoren fra svitsjekretsen, og forhindrer derved utgangskondensatoren i å utlades gjennom den åpne transistoren. Lasten i dette øyeblikket drives av energien akkumulert i kondensatoren Cout. Naturligvis faller spenningen over utgangskondensatoren.
Så snart utgangsspenningen faller litt under den innstilte verdien (bestemt av innstillingene til kontrollkretsen), lukkes nøkkeltransistoren VT, og energien som er lagret i induktoren, gjennom dioden VD, lader kondensatoren Cout, som energiserer laste. I dette tilfellet legges selvinduksjons-emf-en til spolen L til inngangsspenningen og overføres til lasten, derfor er utgangsspenningen større enn inngangsspenningen.
Når utgangsspenningen når det innstilte stabiliseringsnivået, åpner kontrollkretsen transistoren VT, og prosessen gjentas fra energilagringsfasen.
Universelle omformere - SEPIC (ensidig primærinduktoromformer eller omformer med en asymmetrisk belastet primærinduktans).
Slike omformere brukes hovedsakelig når lasten har ubetydelig effekt, og inngangsspenningen endres i forhold til utgangsspenningen opp eller ned.
Fig.7. Funksjonsdiagram av SEPIC-omformeren
Svært lik boost-omformerkretsen vist i figur 6, men med tilleggselementer: kondensator C1 og spole L2. Det er disse elementene som sikrer driften av omformeren i spenningsreduksjonsmodus.
SEPIC-omformere brukes i applikasjoner der inngangsspenningen varierer mye. Et eksempel er 4V-35V til 1,23V-32V Boost Buck Voltage Step Up/Down Converter regulator. Det er under dette navnet omformeren selges i kinesiske butikker, hvis krets er vist i figur 8 (klikk på figuren for å forstørre).
Fig.8. Skjematisk diagram av SEPIC-omformer
Figur 9 viser utseendet til brettet med betegnelse på hovedelementene.
Fig.9. Utseendet til SEPIC-omformeren
Figuren viser hoveddelene i henhold til figur 7. Merk at det er to spoler L1 L2. Basert på denne funksjonen kan du fastslå at dette er en SEPIC-omformer.
Inngangsspenningen til kortet kan være innenfor 4…35V. I dette tilfellet kan utgangsspenningen justeres innenfor 1,23…32V. Driftsfrekvensen til omformeren er 500 KHz. Med små dimensjoner på 50 x 25 x 12 mm gir brettet effekt opp til 25 W. Maksimal utgangsstrøm opp til 3A.
Men en bemerkning bør gjøres her. Hvis utgangsspenningen er satt til 10V, kan ikke utgangsstrømmen være høyere enn 2,5A (25W). Med en utgangsspenning på 5V og en maksimal strøm på 3A blir effekten kun 15W. Det viktigste her er ikke å overdrive det: enten ikke overskrid den maksimalt tillatte effekten, eller ikke gå utover de tillatte strømgrensene.
LM2596 reduserer inngangsspenningen (til 40 V) - utgangen er regulert, strømmen er 3 A. Ideell for lysdioder i en bil. Veldig billige moduler - ca 40 rubler i Kina.
Texas Instruments produserer høykvalitets, pålitelige, rimelige og billige, brukervennlige DC-DC-kontrollere LM2596. Kinesiske fabrikker produserer ultra-billige pulsed stepdown-omformere basert på det: prisen på en modul for LM2596 er omtrent 35 rubler (inkludert levering). Jeg anbefaler deg å kjøpe et parti på 10 stykker på en gang - det vil alltid være bruk for dem, og prisen vil falle til 32 rubler, og mindre enn 30 rubler når du bestiller 50 stykker. Les mer om beregning av kretsløpet til mikrokretsen, justering av strøm og spenning, dens bruk og noen av ulempene med omformeren.
Den typiske bruksmetoden er en stabilisert spenningskilde. Det er enkelt å lage en byttestrømforsyning basert på denne stabilisatoren, jeg bruker den som en enkel og pålitelig laboratoriestrømforsyning som tåler kortslutninger. De er attraktive på grunn av konsistensen av kvalitet (de ser alle ut til å være laget på samme fabrikk - og det er vanskelig å gjøre feil i fem deler), og full samsvar med dataarket og deklarerte egenskaper.
En annen applikasjon er en pulsstrømstabilisator for strømforsyning for høyeffekts lysdioder. Modulen på denne brikken lar deg koble til en 10-watts LED-matrise for biler, og gir i tillegg kortslutningsbeskyttelse.
Jeg anbefaler på det sterkeste å kjøpe et dusin av dem - de vil definitivt komme godt med. De er unike på sin egen måte - inngangsspenningen er opptil 40 volt, og det kreves kun 5 eksterne komponenter. Dette er praktisk - du kan øke spenningen på strømbussen til smarthjem til 36 volt ved å redusere tverrsnittet til kablene. Vi installerer en slik modul på forbrukspunktene og konfigurerer den til de nødvendige 12, 9, 5 volt eller etter behov.
La oss se nærmere på dem.
Chip egenskaper:
- Inngangsspenning - fra 2,4 til 40 volt (opptil 60 volt i HV-versjonen)
- Utgangsspenning - fast eller justerbar (fra 1,2 til 37 volt)
- Utgangsstrøm - opptil 3 ampere (med god kjøling - opptil 4,5A)
- Konverteringsfrekvens - 150 kHz
- Hus - TO220-5 (gjennomhullsmontering) eller D2PAK-5 (overflatemontering)
- Effektivitet - 70-75 % ved lave spenninger, opptil 95 % ved høye spenninger
- Stabilisert spenningskilde
- Omformer krets
- Datablad
- USB-lader basert på LM2596
- Nåværende stabilisator
- Bruk i hjemmelagde enheter
- Justering av utgangsstrøm og spenning
- Forbedrede analoger av LM2596
Historie - lineære stabilisatorer
Til å begynne med vil jeg forklare hvorfor standard lineære spenningsomformere som LM78XX (for eksempel 7805) eller LM317 er dårlige. Her er det forenklede diagrammet.
Hovedelementet i en slik omformer er en kraftig bipolar transistor, slått på i sin "originale" betydning - som en kontrollert motstand. Denne transistoren er en del av et Darlington-par (for å øke strømoverføringskoeffisienten og redusere kraften som kreves for å drive kretsen). Basisstrømmen settes av operasjonsforsterkeren, som forsterker forskjellen mellom utgangsspenningen og den som er satt av ION (referansespenningskilden), dvs. den er tilkoblet i henhold til den klassiske feilforsterkerkretsen.
Dermed slår omformeren ganske enkelt på motstanden i serie med lasten, og styrer motstanden slik at for eksempel nøyaktig 5 volt slukkes over lasten. Det er lett å beregne at når spenningen synker fra 12 volt til 5 (et veldig vanlig tilfelle av bruk av 7805-brikken), blir inngangen 12 volt fordelt mellom stabilisatoren og belastningen i forholdet "7 volt på stabilisatoren + 5 volt på lasten." Ved en strøm på en halv ampere frigjøres 2,5 watt ved belastningen, og ved 7805 - så mye som 3,5 watt.
Det viser seg at de "ekstra" 7 voltene ganske enkelt slukkes på stabilisatoren og blir til varme. For det første gir dette problemer med kjøling, og for det andre tar det mye energi fra strømkilden. Når det drives fra en stikkontakt, er dette ikke veldig skummelt (selv om det fortsatt skader miljøet), men når det drives av et batteri eller oppladbart batteri, kan dette ikke ignoreres.
Et annet problem er at det generelt er umulig å lage en boost-omformer ved hjelp av denne metoden. Ofte oppstår et slikt behov, og forsøk på å løse dette problemet for tjue eller tretti år siden er utrolig - hvor kompleks syntesen og beregningen av slike kretser var. En av de enkleste kretsene av denne typen er en push-pull 5V->15V omformer.
Det må innrømmes at det gir galvanisk isolasjon, men det bruker ikke transformatoren effektivt - kun halvparten av primærviklingen brukes til enhver tid.
La oss glemme dette som en vond drøm og gå videre til moderne kretsløp.
Spenningskilde
Opplegg
Mikrokretsen er praktisk å bruke som en nedtrappingsomformer: en kraftig bipolar bryter er plassert inne, alt som gjenstår er å legge til de resterende komponentene til regulatoren - en rask diode, en induktans og en utgangskondensator, det er også mulig å installer en inngangskondensator - kun 5 deler.
LM2596ADJ-versjonen vil også kreve ens, disse er to motstander eller en variabel motstand.
Step-down spenningsomformerkrets basert på LM2596:
Hele opplegget samlet:
Her kan du Last ned datablad for LM2596.
Driftsprinsipp: en kraftig bryter inne i enheten, kontrollert av et PWM-signal, sender spenningspulser til induktansen. Ved punkt A er x % av tiden full spenning, og (1-x) % av tiden er spenningen null. LC-filteret jevner ut disse svingningene ved å markere en konstant komponent lik x * forsyningsspenning. Dioden fullfører kretsen når transistoren er slått av.
Detaljert stillingsbeskrivelse
Induktans motstår endringen i strømmen gjennom den. Når spenning vises i punkt A, skaper induktoren en stor negativ selvinduksjonsspenning, og spenningen over lasten blir lik forskjellen mellom forsyningsspenningen og selvinduksjonsspenningen. Induktansstrømmen og spenningen over lasten øker gradvis.
Etter at spenningen forsvinner ved punkt A, prøver induktoren å opprettholde den forrige strømmen som strømmer fra belastningen og kondensatoren, og kortslutter den gjennom dioden til jord - den faller gradvis. Dermed er belastningsspenningen alltid mindre enn inngangsspenningen og avhenger av driftssyklusen til pulsene.
Utgangsspenning
Modulen er tilgjengelig i fire versjoner: med en spenning på 3,3V (indeks –3,3), 5V (indeks –5,0), 12V (indeks –12) og en justerbar versjon LM2596ADJ. Det er fornuftig å bruke den tilpassede versjonen overalt, siden den er tilgjengelig i store mengder i varehusene til elektroniske selskaper, og du vil neppe støte på mangel på den - og den krever bare ytterligere to penny-motstander. Og selvfølgelig er 5 volt-versjonen også populær.
Antall på lager står i siste kolonne.
Du kan stille inn utgangsspenningen i form av en DIP-bryter, et godt eksempel på dette er gitt her, eller i form av en dreiebryter. I begge tilfeller trenger du et batteri med presisjonsmotstander – men du kan justere spenningen uten voltmeter.
Ramme
Det er to husalternativer: TO-263 planmontert hus (modell LM2596S) og TO-220 gjennomhullshus (modell LM2596T). Jeg foretrekker å bruke den plane versjonen av LM2596S, siden i dette tilfellet er kjøleribben selve brettet, og det er ikke nødvendig å kjøpe en ekstra ekstern kjøleribbe. I tillegg er dens mekaniske motstand mye høyere, i motsetning til TO-220, som må skrus til noe, selv til et brett - men da er det lettere å installere den plane versjonen. Jeg anbefaler å bruke LM2596T-ADJ-brikken i strømforsyninger fordi det er lettere å fjerne en stor mengde varme fra dekselet.
Inngangsspenningsrippelutjevning
Kan brukes som en effektiv "smart" stabilisator etter strømretting. Siden mikrokretsen overvåker utgangsspenningen direkte, vil fluktuasjoner i inngangsspenningen føre til en omvendt proporsjonal endring i konverteringskoeffisienten til mikrokretsen, og utgangsspenningen vil forbli normal.
Det følger av dette at ved bruk av LM2596 som nedtrappingsomformer etter transformator og likeretter, kan inngangskondensatoren (dvs. den som er plassert rett etter diodebroen) ha en liten kapasitans (ca. 50-100 μF).
Utgangskondensator
På grunn av den høye konverteringsfrekvensen trenger heller ikke utgangskondensatoren ha stor kapasitet. Selv en kraftig forbruker vil ikke ha tid til å redusere denne kondensatoren betydelig i en syklus. La oss gjøre beregningen: ta en 100 µF kondensator, 5 V utgangsspenning og en last som bruker 3 ampere. Full ladning av kondensatoren q = C*U = 100e-6 µF * 5 V = 500e-6 µC.
I en konverteringssyklus vil lasten ta dq = I*t = 3 A * 6,7 μs = 20 μC fra kondensatoren (dette er bare 4% av den totale ladningen til kondensatoren), og umiddelbart starter en ny syklus, og omformeren vil legge en ny del energi inn i kondensatoren.
Det viktigste er å ikke bruke tantalkondensatorer som inngangs- og utgangskondensatorer. De skriver rett i databladene - "ikke bruk i strømkretser", fordi de tolererer selv kortvarige overspenninger veldig dårlig, og liker ikke høye pulsstrømmer. Bruk vanlige elektrolytiske kondensatorer av aluminium.
Effektivitet, effektivitet og varmetap
Effektiviteten er ikke så høy, siden en bipolar transistor brukes som en kraftig bryter - og den har et spenningsfall som ikke er null, omtrent 1,2V. Derav fallet i effektivitet ved lave spenninger.
Som du kan se, oppnås maksimal effektivitet når forskjellen mellom inngangs- og utgangsspenningen er omtrent 12 volt. Det vil si at hvis du trenger å redusere spenningen med 12 volt, vil en minimal mengde energi gå til varme.
Hva er omformereffektivitet? Dette er en verdi som karakteriserer strømtap - på grunn av varmeutvikling på en helt åpen kraftig bryter i henhold til Joule-Lenz-loven og tilsvarende tap under forbigående prosesser - når bryteren for eksempel bare er halvåpen. Effektene av begge mekanismene kan være sammenlignbare i omfang, så man bør ikke glemme begge tapsveiene. En liten mengde strøm brukes også til å drive "hjernene" til omformeren selv.
Ideelt sett, når du konverterer spenning fra U1 til U2 og utgangsstrøm I2, er utgangseffekten lik P2 = U2*I2, inngangseffekten er lik den (ideelt tilfelle). Dette betyr at inngangsstrømmen vil være I1 = U2/U1*I2.
I vårt tilfelle har konverteringen en effektivitet under enhet, så en del av energien vil forbli inne i enheten. For eksempel, med effektivitet η, vil utgangseffekten være P_out = η*P_in, og tap P_loss = P_in-P_out = P_in*(1-η) = P_out*(1-η)/η. Selvfølgelig må omformeren øke inngangsstrømmen for å opprettholde den angitte utgangsstrømmen og spenningen.
Vi kan anta at ved konvertering av 12V -> 5V og en utgangsstrøm på 1A, vil tapene i mikrokretsen være 1,3 watt, og inngangsstrømmen vil være 0,52A. I alle fall er dette bedre enn en hvilken som helst lineær omformer, som vil gi minst 7 watt tap, og vil forbruke 1 ampere fra inngangsnettverket (inkludert for denne ubrukelige oppgaven) - dobbelt så mye.
Forresten, LM2577-mikrokretsen har en tre ganger lavere driftsfrekvens, og effektiviteten er litt høyere, siden det er færre tap i forbigående prosesser. Den trenger imidlertid tre ganger høyere klassifisering av induktoren og utgangskondensatoren, noe som betyr ekstra penger og kortstørrelse.
Økende utgangsstrøm
Til tross for den allerede ganske store utgangsstrømmen til mikrokretsen, kreves noen ganger enda mer strøm. Hvordan komme seg ut av denne situasjonen?
- Flere omformere kan parallelliseres. De må selvfølgelig stilles inn på nøyaktig samme utgangsspenning. I dette tilfellet kan du ikke klare deg med enkle SMD-motstander iingskretsen; du må bruke enten motstander med en nøyaktighet på 1 %, eller manuelt stille inn spenningen med en variabel motstand.
USB-lader for LM2596
Du kan lage en veldig praktisk USB-lader for reise. For å gjøre dette må du sette regulatoren til en spenning på 5V, gi den en USB-port og gi strøm til laderen. Jeg bruker et radiomodell litiumpolymerbatteri kjøpt i Kina som gir 5 amperetimer ved 11,1 volt. Dette er mye - nok til 8 ganger lade en vanlig smarttelefon (uten hensyn til effektivitet). Tatt i betraktning effektiviteten, vil det være minst 6 ganger.
Ikke glem å kortslutte D+- og D-pinnene til USB-kontakten for å fortelle telefonen at den er koblet til laderen og at strømmen som overføres er ubegrenset. Uten denne hendelsen vil telefonen tro at den er koblet til datamaskinen og vil bli ladet med en strøm på 500 mA - i veldig lang tid. Dessuten kan en slik strøm kanskje ikke engang kompensere for strømforbruket til telefonen, og batteriet lades ikke i det hele tatt.
Du kan også gi en separat 12V inngang fra et bilbatteri med en sigarettennerkontakt – og bytte kildene med en slags bryter. Jeg anbefaler deg å installere en LED som vil signalisere at enheten er på, for ikke å glemme å slå av batteriet etter full lading - ellers vil tapene i omformeren tømme reservebatteriet fullstendig i løpet av noen dager.
Denne typen batteri er lite egnet fordi den er designet for høye strømmer – du kan prøve å finne et batteri med lavere strømstyrke, så blir det mindre og lettere.
Nåværende stabilisator
Justering av utgangsstrøm
Kun tilgjengelig med justerbar utgangsspenningsversjon (LM2596ADJ). Kineserne lager forresten også denne versjonen av brettet, med regulering av spenning, strøm og alle slags indikasjoner - en ferdig strømstabilisatormodul på LM2596 med kortslutningsbeskyttelse kan kjøpes under navnet xw026fr4.
Hvis du ikke vil bruke en ferdig modul, og ønsker å lage denne kretsen selv, er det ikke noe komplisert, med ett unntak: mikrokretsen har ikke evnen til å kontrollere strøm, men du kan legge den til. Jeg skal forklare hvordan du gjør dette, og avklare de vanskelige punktene underveis.
applikasjon
En strømstabilisator er en ting som trengs for å drive kraftige lysdioder (forresten - mitt mikrokontrollerprosjekt LED-drivere med høy effekt), laserdioder, galvanisering, batterilading. Som med spenningsstabilisatorer, er det to typer slike enheter - lineære og pulserende.
Den klassiske lineære strømstabilisatoren er LM317, og den er ganske god i sin klasse – men dens maksimale strømstyrke er 1,5A, noe som ikke er nok for mange høyeffekts LED-er. Selv om du driver denne stabilisatoren med en ekstern transistor, er tapene på den rett og slett uakseptable. Hele verden lager bråk om energiforbruket til standby-lyspærer, men her jobber LM317 med en virkningsgrad på 30 % Dette er ikke vår metode.
Men mikrokretsen vår er en praktisk driver for en pulsspenningsomformer som har mange driftsmoduser. Tapene er minimale, siden ingen lineære driftsmoduser for transistorer brukes, bare nøkkelen.
Den var opprinnelig ment for spenningsstabiliseringskretser, men flere elementer gjør den til en strømstabilisator. Faktum er at mikrokretsen er helt avhengig av "Tilbakemelding"-signalet som tilbakemelding, men hva vi skal mate det er opp til oss.
I standard svitsjekrets tilføres spenning til dette benet fra en resistiv utgangsspenningsdeler. 1,2V er en balanse; hvis tilbakemeldingen er mindre, øker driveren driftssyklusen til pulsene; hvis den er mer, reduserer den den. Men du kan legge spenning på denne inngangen fra en strømshunt!
Shunt
For eksempel, ved en strøm på 3A må du ta en shunt med en nominell verdi på ikke mer enn 0,1 Ohm. Ved en slik motstand vil denne strømmen frigjøre omtrent 1 W, så det er mye. Det er bedre å parallellføre tre slike shunter, og oppnå en motstand på 0,033 Ohm, et spenningsfall på 0,1 V og en varmeutgivelse på 0,3 W.
Tilbakemeldingsinngangen krever imidlertid en spenning på 1,2V – og vi har kun 0,1V. Det er irrasjonelt å installere en høyere motstand (varmen frigjøres 150 ganger mer), så det gjenstår bare å øke denne spenningen på en eller annen måte. Dette gjøres ved hjelp av en operasjonsforsterker.
Ikke-inverterende op-amp forsterker
Klassisk opplegg, hva kan være enklere?
Vi forenes
Nå kombinerer vi en konvensjonell spenningsomformerkrets og en forsterker ved hjelp av en LM358 op-amp, til inngangen som vi kobler en strømshunt til.
En kraftig 0,033 Ohm motstand er en shunt. Den kan lages av tre 0,1 Ohm motstander koblet parallelt, og for å øke tillatt effekttap, bruk SMD motstander i en 1206 pakke, plasser dem med et lite gap (ikke tett sammen) og prøv å la så mye kobberlag rundt motstander og under dem som mulig. En liten kondensator er koblet til tilbakekoblingsutgangen for å eliminere en mulig overgang til oscillatormodus.
Vi regulerer både strøm og spenning
La oss koble begge signalene til tilbakemeldingsinngangen - både strøm og spenning. For å kombinere disse signalene vil vi bruke det vanlige koblingsskjemaet "AND" på dioder. Hvis strømsignalet er høyere enn spenningssignalet, vil det dominere og omvendt.
Noen få ord om ordningens anvendelighet
Du kan ikke justere utgangsspenningen. Selv om det er umulig å regulere både utgangsstrømmen og spenningen samtidig - de er proporsjonale med hverandre, med en koeffisient på "lastmotstand". Og hvis strømforsyningen implementerer et scenario som "konstant utgangsspenning, men når strømmen overskrider, begynner vi å redusere spenningen," dvs. CC/CV er allerede en lader.
Maksimal forsyningsspenning for kretsen er 30V, da dette er grensen for LM358. Du kan utvide denne grensen til 40V (eller 60V med LM2596-HV-versjonen) hvis du driver op-ampen fra en zenerdiode.
I det siste alternativet er det nødvendig å bruke en diodeenhet som summeringsdioder, siden begge diodene i den er laget i samme teknologiske prosess og på samme silisiumplate. Spredningen av parametrene deres vil være mye mindre enn spredningen av parametere til individuelle diskrete dioder - takket være dette vil vi oppnå høy nøyaktighet av sporingsverdier.
Du må også nøye sørge for at op-amp-kretsen ikke blir opphisset og går inn i lasermodus. For å gjøre dette, prøv å redusere lengden på alle ledere, og spesielt sporet koblet til pinne 2 på LM2596. Ikke plasser op-forsterkeren i nærheten av dette sporet, men plasser SS36-dioden og filterkondensatoren nærmere LM2596-kroppen, og sørg for et minimumsareal av jordsløyfen koblet til disse elementene - det er nødvendig å sikre en minimumslengde på returstrømbane "LM2596 -> VD/C -> LM2596".
Anvendelse av LM2596 i enheter og uavhengig styreoppsett
Jeg snakket i detalj om bruken av mikrokretser i enhetene mine, ikke i form av en ferdig modul i en annen artikkel, som dekker: valg av diode, kondensatorer, induktorparametere, og snakket også om riktig ledning og noen få ekstra triks.
Muligheter for videre utvikling
Forbedrede analoger av LM2596
Den enkleste måten etter denne brikken er å bytte til LM2678. I hovedsak er dette den samme nedtrappingsomformeren, bare med en felteffekttransistor, takket være hvilken effektiviteten stiger til 92%. Riktignok har den 7 ben i stedet for 5, og den er ikke pin-til-pin-kompatibel. Imidlertid er denne brikken veldig lik og ville være et enkelt og praktisk alternativ med forbedret effektivitet.
L5973D– en ganske gammel brikke, som gir opptil 2,5A, og en litt høyere effektivitet. Den har også nesten dobbelt så høy konverteringsfrekvens (250 kHz) - derfor kreves lavere induktor- og kondensatorklassifiseringer. Jeg så imidlertid hva som skjer med den hvis du setter den direkte inn i bilnettverket - ganske ofte slår den ut forstyrrelser.
ST1S10- svært effektiv (90 % effektivitet) DC–DC stepdown-omformer.
- Krever 5–6 eksterne komponenter;
ST1S14- høyspent (opptil 48 volt) kontroller. Høy driftsfrekvens (850 kHz), utgangsstrøm opptil 4A, Power God effekt, høy effektivitet (ikke dårligere enn 85%) og en beskyttelseskrets mot overbelastningsstrøm gjør den sannsynligvis til den beste omformeren for å drive en server fra en 36-volts kilde.
Hvis maksimal effektivitet er nødvendig, må du vende deg til ikke-integrerte stepdown DC–DC-kontrollere. Problemet med integrerte kontrollere er at de aldri har kule krafttransistorer - den typiske kanalmotstanden er ikke høyere enn 200 mOhm. Men hvis du tar en kontroller uten innebygd transistor, kan du velge hvilken som helst transistor, til og med AUIRFS8409–7P med en kanalmotstand på en halv milliohm
DC-DC omformere med ekstern transistor
Neste del
Inngangsspenninger opp til 61 V, utgangsspenninger fra 0,6 V, utgangsstrømmer opp til 4 A, muligheten til eksternt å synkronisere og justere frekvensen, samt justere begrensningsstrømmen, justere den myke starttiden, omfattende lastbeskyttelse, en bred driftstemperaturområde - alle disse funksjonene til moderne strømforsyninger kan oppnås ved å bruke den nye linjen med DC/DC-omformere produsert av .
Foreløpig lar utvalget av bryterregulatormikrokretser produsert av STMicro (Figur 1) deg lage strømforsyninger (PS) med inngangsspenninger på opptil 61 V og utgangsstrømmer opptil 4 A.
Oppgaven med spenningskonvertering er ikke alltid lett. Hver spesifikk enhet har sine egne krav til spenningsregulatoren. Noen ganger spiller pris (forbrukerelektronikk), størrelse (bærbar elektronikk), effektivitet (batteridrevne enheter), eller til og med hastigheten på produktutvikling en stor rolle. Disse kravene motsier ofte hverandre. Av denne grunn er det ingen ideell og universell spenningsomformer.
For tiden brukes flere typer omformere: lineære (spenningsstabilisatorer), pulsede DC/DC-omformere, ladeoverføringskretser og til og med strømforsyninger basert på galvaniske isolatorer.
De vanligste er imidlertid lineære spenningsregulatorer og nedtrappende DC/DC-omformere. Hovedforskjellen i funksjonen til disse ordningene fremgår av navnet. I det første tilfellet fungerer strømbryteren i lineær modus, i det andre - i nøkkelmodus. De viktigste fordelene, ulempene og anvendelsene av disse ordningene er gitt nedenfor.
Egenskaper til den lineære spenningsregulatoren
Driftsprinsippet til en lineær spenningsregulator er velkjent. Den klassiske integrerte stabilisatoren μA723 ble utviklet tilbake i 1967 av R. Widlar. Til tross for at elektronikken har kommet langt siden den gang, har driftsprinsippene holdt seg tilnærmet uendret.
En standard lineær spenningsregulatorkrets består av en rekke grunnleggende elementer (Figur 2): effekttransistor VT1, en referansespenningskilde (VS) og en kpå en operasjonsforsterker (OPA). Moderne regulatorer kan inneholde ytterligere funksjonsblokker: beskyttelseskretser (fra overoppheting, fra overstrøm), strømstyringskretser, etc.
Driftsprinsippet til slike stabilisatorer er ganske enkelt. Tilbakemeldingskretsen på op-ampen sammenligner verdien av referansespenningen med spenningen til utgangsdeleren R1/R2. Det dannes et misforhold ved op-amp-utgangen, som bestemmer gate-kildespenningen til krafttransistoren VT1. Transistoren fungerer i lineær modus: jo høyere spenning ved utgangen av op-amp, jo lavere er gate-source spenning, og jo større motstand til VT1.
Denne kretsen lar deg kompensere for alle endringer i inngangsspenningen. Anta at inngangsspenningen Uin har økt. Dette vil forårsake følgende kjede av endringer: Uin øket → Uout vil øke → spenningen på deleren R1/R2 vil øke → utgangsspenningen til op-ampen vil øke → gate-kildespenningen vil synke → motstanden VT1 vil øke → Uout vil reduseres.
Som et resultat, når inngangsspenningen endres, endres utgangsspenningen litt.
Når utgangsspenningen synker, oppstår reverserte endringer i spenningsverdiene.
Funksjoner ved drift av en nedtrappende DC/DC-omformer
En forenklet krets av en klassisk step-down DC/DC-omformer (type I-omformer, buck-omformer, step-down-omformer) består av flere hovedelementer (Figur 3): krafttransistor VT1, styrekrets (CS), filter (Lph) -Cph), revers diode VD1.
I motsetning til den lineære regulatorkretsen, fungerer transistoren VT1 i byttemodus.
Driftssyklusen til kretsen består av to faser: pumpefasen og utløpsfasen (Figur 4...5).
I pumpefasen er transistoren VT1 åpen og strøm flyter gjennom den (Figur 4). Energi lagres i spolen Lf og kondensator Jfr.
Under utladningsfasen er transistoren lukket, ingen strøm flyter gjennom den. Lf-spolen fungerer som en strømkilde. VD1 er en diode som er nødvendig for at omvendt strøm skal flyte.
I begge faser påføres en spenning lik spenningen på kondensatoren Sph på lasten.
Kretsen ovenfor gir regulering av utgangsspenningen når pulsvarigheten endres:
Uout = Uin × (ti/T)
Hvis induktansverdien er liten, rekker utladningsstrømmen gjennom induktansen å nå null. Denne modusen kalles intermitterende strømmodus. Det er preget av en økning i strøm og spenningsrippel på kondensatoren, noe som fører til en forringelse av kvaliteten på utgangsspenningen og en økning i kretsstøy. Av denne grunn brukes den intermitterende strømmodusen sjelden.
Det er en type omformerkrets der den "ineffektive" dioden VD1 erstattes med en transistor. Denne transistoren åpner i motfase med hovedtransistoren VT1. En slik omformer kalles synkron og har større effektivitet.
Fordeler og ulemper med spenningskonverteringskretser
Hvis en av de ovennevnte ordningene hadde absolutt overlegenhet, ville den andre være trygt glemt. Dette skjer imidlertid ikke. Det betyr at begge ordningene har fordeler og ulemper. Analyse av ordninger bør gjennomføres etter en lang rekke kriterier (tabell 1).
Tabell 1. Fordeler og ulemper med spenningsregulatorkretser
| Karakteristisk | Lineær regulator | Buck DC/DC omformer |
| Typisk inngangsspenningsområde, V | opptil 30 | opptil 100 |
| Typisk utgangsstrømområde | hundrevis av mA | enheter A |
| Effektivitet | kort | høy |
| Utgangsspenningsinnstillingsnøyaktighet | enheter % | enheter % |
| Utgangsspenningsstabilitet | høy | gjennomsnitt |
| Generert støy | kort | høy |
| Kretsimplementeringskompleksitet | lav | høy |
| PCB-topologiens kompleksitet | lav | høy |
| Pris | lav | høy |
Elektriske egenskaper. For enhver omformer er hovedegenskapene effektivitet, belastningsstrøm, inngangs- og utgangsspenningsområde.
Virkningsgradsverdien for lineære regulatorer er lav og er omvendt proporsjonal med inngangsspenningen (Figur 6). Dette skyldes det faktum at all "ekstra" spenning faller over transistoren som opererer i lineær modus. Transistorens kraft frigjøres som varme. Lav effektivitet fører til det faktum at rekkevidden av inngangsspenninger og utgangsstrømmer til den lineære regulatoren er relativt liten: opptil 30 V og opptil 1 A.
Effektiviteten til en bytteregulator er mye høyere og mindre avhengig av inngangsspenningen. Samtidig er det ikke uvanlig med inngangsspenninger på mer enn 60 V og belastningsstrømmer på mer enn 1 A.
Hvis det brukes en synkron omformerkrets, der den ineffektive frihjulsdioden erstattes av en transistor, vil effektiviteten være enda høyere.
Nøyaktighet og stabilitet av utgangsspenning. Lineære stabilisatorer kan ha ekstremt høy nøyaktighet og stabilitet av parametere (brøkdeler av prosent). Utgangsspenningens avhengighet av endringer i inngangsspenningen og laststrømmen overstiger ikke noen få prosent.
Etter driftsprinsippet har en pulsregulator i utgangspunktet de samme feilkildene som en lineær regulator. I tillegg kan avviket i utgangsspenningen bli betydelig påvirket av mengden strøm som flyter.
Støyegenskaper. Den lineære regulatoren har en moderat støyrespons. Det er støysvake presisjonsregulatorer som brukes i høypresisjons måleteknologi.
Selve koblingsstabilisatoren er en kraftig kilde til interferens, siden krafttransistoren fungerer i svitsjmodus. Generert støy er delt inn i ledet (overført gjennom kraftledninger) og induktiv (overført gjennom ikke-ledende medier).
Ledet interferens elimineres ved hjelp av lavpassfiltre. Jo høyere driftsfrekvens omformeren har, desto lettere er det å bli kvitt forstyrrelser. I målekretser brukes ofte en svitsjingsregulator i forbindelse med en lineær stabilisator. I dette tilfellet reduseres interferensnivået betydelig.
Det er mye vanskeligere å bli kvitt de skadelige effektene av induktiv interferens. Denne støyen kommer fra induktoren og overføres gjennom luft og ikke-ledende medier. For å eliminere dem brukes skjermede induktorer og spoler på en toroidal kjerne. Når de legger ut brettet, bruker de en kontinuerlig fylling av jord med en polygon og/eller velger til og med et eget jordlag i flerlagstavler. I tillegg er selve pulsomformeren så langt unna målekretsene som mulig.
Ytelsesegenskaper. Fra synspunktet om enkelhet av kretsimplementering og kretskortoppsett, er lineære regulatorer ekstremt enkle. I tillegg til selve den integrerte stabilisatoren, kreves det bare et par kondensatorer.
En bytteomformer vil kreve minst et eksternt L-C-filter. I noen tilfeller kreves en ekstern krafttransistor og en ekstern frihjulsdiode. Dette fører til behov for beregninger og modellering, og topologien til kretskortet blir betydelig mer komplisert. Ytterligere kompleksitet til brettet oppstår på grunn av EMC-krav.
Pris. Åpenbart, på grunn av det store antallet eksterne komponenter, vil en pulsomformer ha en høy kostnad.
Som en konklusjon kan de fordelaktige bruksområdene for begge typer omformere identifiseres:
- Lineære regulatorer kan brukes i lavspente kretser med høy nøyaktighet, stabilitet og lave støykrav. Et eksempel kan være måle- og presisjonskretser. I tillegg kan den lille størrelsen og lave kostnaden til den endelige løsningen være ideell for bærbar elektronikk og rimelige enheter.
- Bytteregulatorer er ideelle for høyeffekts lav- og høyspentkretser innen bil-, industri- og forbrukerelektronikk. Høy effektivitet gjør ofte bruk av DC/DC til ikke noe alternativ for bærbare og batteridrevne enheter.
Noen ganger blir det nødvendig å bruke lineære regulatorer ved høye inngangsspenninger. I slike tilfeller kan du bruke stabilisatorer produsert av STMicroelectronics, som har driftsspenninger på mer enn 18 V (tabell 2).
Tabell 2. STMicroelectronics lineære regulatorer med høy inngangsspenning
| Navn | Beskrivelse | Uin max, V | Ut nom, V | Uten navn, A | Egen slipp, B |
| 35 | 5, 6, 8, 9, 10, 12, 15 | 0.5 | 2 | ||
| 500 mA presisjonsregulator | 40 | 24 | 0.5 | 2 | |
| 2 A regulator | 35 | 0.225 | 2 | 2 | |
| , | Justerbar regulator | 40 | – | 0.1; 0.5; 1.5 | 2 |
| 3 A regulator | 20 | – | 3 | 2 | |
| 150 mA presisjonsregulator | 40 | – | 0.15 | 3 | |
| KFxx | 20 | 2.5: 8 | 0.5 | 0.4 | |
| Ultralavt selvfallsregulator | 20 | 2.7: 12 | 0.25 | 0.4 | |
| 5 A regulator med lavt frafall og utgangsspenningsjustering | 30 | – | 1.5; 3; 5 | 1.3 | |
| LExx | Ultralavt selvfallsregulator | 20 | 3; 3.3; 4.5; 5; 8 | 0.1 | 0.2 |
| Ultralavt selvfallsregulator | 20 | 3.3; 5 | 0.1 | 0.2 | |
| Ultralavt selvfallsregulator | 40 | 3.3; 5 | 0.1 | 0.25 | |
| 85 mA regulator med lavt selvfall | 24 | 2.5: 3.3 | 0.085 | 0.5 | |
| Presisjons regulator for negativ spenning | -35 | -5; -8; -12; -15 | 1.5 | 1.1; 1.4 | |
| Negativ spenningsregulator | -35 | -5; -8; -12; -15 | 0.1 | 1.7 | |
| Justerbar negativ spenningsregulator | -40 | – | 1.5 | 2 |
Hvis det tas en beslutning om å bygge en pulserende strømforsyning, bør en passende omformerbrikke velges. Valget er tatt under hensyntagen til en rekke grunnleggende parametere.
Hovedkarakteristikker for nedtrappede puls DC/DC-omformere
La oss liste opp hovedparametrene til pulsomformere.
Inngangsspenningsområde (V). Dessverre er det alltid en begrensning ikke bare på maksimum, men også på minimum inngangsspenning. Verdien av disse parameterne velges alltid med en viss margin.
Utgangsspenningsområde (V). På grunn av restriksjoner på minimum og maksimum pulsvarighet, er utvalget av utgangsspenningsverdier begrenset.
Maksimal utgangsstrøm (A). Denne parameteren er begrenset av en rekke faktorer: maksimalt tillatt effekttap, sluttverdien av motstanden til strømbryterne, etc.
Omformerens driftsfrekvens (kHz). Jo høyere konverteringsfrekvens, jo lettere er det å filtrere utgangsspenningen. Dette gjør det mulig å bekjempe interferens og redusere verdiene til de eksterne L-C-filterelementene, noe som fører til en økning i utgangsstrømmer og en reduksjon i størrelse. En økning i konverteringsfrekvensen øker imidlertid svitsjetapene for strømbrytere og øker den induktive komponenten av interferens, noe som klart er uønsket.
Effektivitet (%) er en integrert indikator på effektivitet og er gitt i form av grafer for ulike spenninger og strømmer.
De gjenværende parametrene (kanalmotstanden til integrerte strømbrytere (mOhm), selvstrømforbruk (µA), termisk motstand av kabinettet, etc.) er mindre viktige, men de bør også tas i betraktning.
De nye omformerne fra STMicroelectronics har høy inngangsspenning og effektivitet, og parameterne deres kan beregnes ved hjelp av den gratis programvaren eDesignSuite.
Linje med pulset DC/DC fra ST Microelectronics
STMicroelectronics' DC/DC-portefølje utvides stadig. Nye omformermikrokretser har et utvidet inngangsspenningsområde opp til 61 V ( / / ), høye utgangsstrømmer, utgangsspenninger fra 0,6 V ( / / ) (tabell 3).
Tabell 3. Ny DC/DC STMicroelectronics
| Kjennetegn | Navn | |||||||
| L7987; L7987L | ||||||||
| Ramme | VFQFPN-10L | HSOP-8; VFQFPN-8L; SO8 | HSOP-8; VFQFPN-8L; SO8 | HTSSOP16 | VFQFPN-10L; HSOP 8 | VFQFPN-10L; HSOP 8 | HSOP 8 | HTSSOP 16 |
| Inngangsspenning Uin, V | 4.0…18 | 4.0…18 | 4.0…18 | 4…38 | 4.5…38 | 4.5…38 | 4.5…38 | 4.5…61 |
| Utgangsstrøm, A | 4 | 3 | 4 | 2 | 2 | 3 | 3 | 2 (L7987L); 3 (L7987) |
| Utgangsspenningsområde, V | 0,8…0,88×Uin | 0,8…Uin | 0,8…Uin | 0,85…Uin | 0,6…Uin | 0,6…Uin | 0,6…Uin | 0,8…Uin |
| Driftsfrekvens, kHz | 500 | 850 | 850 | 250…2000 | 250…1000 | 250…1000 | 250…1000 | 250…1500 |
| Ekstern frekvenssynkronisering (maks), kHz | Nei | Nei | Nei | 2000 | 1000 | 1000 | 1000 | 1500 |
| Funksjoner | Glatt start; overstrømsbeskyttelse; overopphetingsbeskyttelse | |||||||
| Ekstra funksjoner | MULIGGJØRE; PGOOD | MULIGGJØRE | LNM; LCM; HEMME; Overspenningsvern | MULIGGJØRE | PGOOD; beskyttelse mot spenningsfall; justering av avskjæringsstrøm | |||
| Krystalldriftstemperaturområde, °C | -40…150 | |||||||
Alle nye pulsomformermikrokretser har mykstart-, overstrøm- ogoner.
Dette er en DC-DC spenningsomformer med 5-13 V inngang, til 12 V utgang DC 1,5 A. Omformeren får en lavere spenning og gir en høyere utgang som skal brukes der det er en spenning mindre enn de nødvendige 12 volt. Det brukes ofte til å øke spenningen til eksisterende batterier. Dette er i hovedsak en integrert DC-DC-omformer. For eksempel er det et 3,7V litiumionbatteri, og spenningen kan endres ved hjelp av denne kretsen for å gi de nødvendige 12V ved 1,5A.
Konverteren er enkel å bygge selv. Hovedkomponenten er MC34063, som består av en spenningsreferanse (temperaturkompensert), en komparator, en oscillator med en aktiv toppstrømbegrensningskrets, en OG-port, en flip-flop og en høyeffektutgangsbryter med driver og kun det kreves noen ekstra elektroniske komponenter i selen slik at den er klar. Denne serien med brikker er spesialdesignet for å bli inkludert i ulike omformere.
Fordeler med MC34063A-brikken
- Drift fra 3 til 40 V inngang
- Lav standbystrøm
- Gjeldende grense
- Utgangsstrøm opptil 1,5 A
- Utgangsspenning justerbar
- Drift i frekvensområdet opp til 100 kHz
- Nøyaktighet 2 %
Beskrivelse av radioelementer
- R- Alle motstander er 0,25 W.
- T- TIP31-NPN krafttransistor. All utgangsstrøm går gjennom den.
- L1- 100 µH ferrittspoler. Hvis du må gjøre det selv, må du kjøpe toroidformede ferrittringer med en ytre diameter på 20 mm og en indre diameter på 10 mm, også 10 mm høy og wire 1 - 1,5 mm tykk og 0,5 meter, og gjøre 5 omdreininger kl. like avstander. Dimensjonene til ferrittringen er ikke for kritiske. En forskjell på noen få (1-3 mm) er akseptabelt.
- D- Det må brukes en Schottky-diode
- TR- multi-turn variabel motstand, som brukes her for å finjustere 12 V utgangsspenningen.
- C- C1 og C3 er polare kondensatorer, så vær oppmerksom på dette når du plasserer dem på PCB.
Liste over deler for montering
- Motstander: R1 = 0,22 ohm x1, R2 = 180 ohm x1, R3 = 1,5K x1, R4 = 12K x1
- Regulator: TR1 = 1 kOhm, multisving
- Transistor: T1 = TIP31A eller TIP31C
- Choke: L1 = 100 µH på ferrittring
- Diode: D1 - Schottky 1N5821 (21V - 3A), 1N5822 (28V - 3A) eller MBR340 (40V - 3A)
- Kondensatorer: C1 = 100 uF / 25V, C2 = 0,001 uF, C3 = 2200 uF / 25V
- Brikke: MC34063
- PCB 55 x 40 mm
Merk at det er nødvendig å installere en liten kjøleribbe av aluminium på T1 - TIP31 transistoren, ellers kan denne transistoren bli skadet på grunn av økt oppvarming, spesielt ved høye belastningsstrømmer. Datablad og PCB-tegning
