Het opnemen van niet-lineaire belastingen in het AC-netwerk, bijvoorbeeld lampen met gasontladingslampen, geregelde elektromotoren, schakelende voedingen, leidt ertoe dat de stroom die door deze apparaten wordt verbruikt een gepulseerd karakter heeft met een hoog percentage hoge harmonischen. Hierdoor kunnen EMC-problemen optreden bij het bedienen van verschillende apparatuur. Het leidt ook tot een afname van het actieve vermogen van het netwerk.
Om dergelijke negatieve effecten op stroomvoorzieningsnetwerken in Europa en de VS te voorkomen, is de norm IEC IEC 1000-3-2, die de normen bepaalt voor harmonische componenten van stroomverbruik en arbeidsfactor voor voedingssystemen met een vermogen van meer dan 50 W en alle soorten verlichtingsapparatuur. Vanaf de jaren 80 van de vorige eeuw tot op de dag van vandaag zijn deze normen consequent aangescherpt, waardoor speciale maatregelen nodig zijn en ontwikkelaars van apparatuur ertoe hebben aangezet verschillende opties te ontwikkelen voor schema's die zorgen voor een verhoging van de arbeidsfactor.
Vanaf de jaren 80 van de vorige eeuw begonnen in de bovengenoemde landen microschakelingen actief te worden ontwikkeld en gebruikt, op basis waarvan eenvoudige vermogensfactorcorrectors voor gelijkrichters en elektronische voorschakelapparaten eenvoudig kunnen worden gemaakt.
In de Sovjet-Unie, en later in de Russische Federatie, werden dergelijke beperkingen niet opgelegd aan elektriciteitsverbruikers. Om deze reden heeft de verbetering van de arbeidsfactor weinig aandacht gekregen in de technische literatuur. In de afgelopen jaren is de situatie enigszins veranderd, grotendeels als gevolg van de beschikbaarheid van geïmporteerde elektronische componenten, waarvan het gebruik het mogelijk maakt om actieve correctorcircuits te creëren die betrouwbaar zijn in gebruik en goedkoop in kosten.
Vervormingsvermogen en gegeneraliseerde arbeidsfactor
De negatieve impact op het voedingsnetwerk wordt bepaald door twee componenten: vervorming van de stroomvorm van het voedingsnetwerk en het blindvermogenverbruik. De mate van invloed van de consument op het voedingsnetwerk hangt af van het vermogen ervan.
De vervorming van de huidige vorm is te wijten aan het feit dat de stroom aan de ingang van de klepconverter niet-sinusvormig is (Figuur 1). Niet-sinusvormige stromen veroorzaken niet-sinusvormige spanningsdalingen op de interne weerstand van het voedingsnetwerk, waardoor de vorm van de voedingsspanning wordt verstoord. Niet-sinusvormige netspanningen worden in een Fourier-reeks ontbonden in oneven sinusvormige componenten met hogere harmonischen. De eerste is de belangrijkste (die idealiter zou moeten zijn), de derde, de vijfde, enz. Hogere harmonischen hebben een extreem negatief effect op veel consumenten, waardoor ze gedwongen zijn speciale (vaak erg dure) maatregelen te nemen om ze te neutraliseren.
Rijst. een.
Het verbruik van blindvermogen leidt tot een vertraging van de stroom van de spanning met een hoek (Figuur 2). Blindvermogen wordt verbruikt door gelijkrichters die gebruik maken van enkelvoudige thyristors, die het moment van inschakelen vertragen ten opzichte van het punt van natuurlijk schakelen, waardoor de stroom achterblijft bij de spanning. Maar nog meer reactief vermogen wordt verbruikt door asynchrone elektromotoren, die een overwegend inductief karakter van de belasting hebben. Dit brengt enorme verliezen aan nuttig vermogen met zich mee, waarvoor bovendien niemand wil betalen - huishoudelijke elektriciteitsmeters tellen alleen actief vermogen.
Rijst. 2.
Om het effect van de omvormer op het voedingsnet te beschrijven, wordt het concept van totaal vermogen geïntroduceerd:
, waar:
- effectieve waarde van primaire stress,
- effectieve waarde van de primaire stroom,
, - effectieve waarden van spanning en stroom van de primaire harmonische,
Effectieve waarden van spanningen en stromen van hogere harmonischen.
Als de primaire spanning sinusvormig is - 
, dan:
,
,
ϕ 1 is de fasehoek tussen de sinusvormige spanning en de eerste harmonische van de stroom.
N is de kracht van vervorming veroorzaakt door de stroom van hogere harmonische stromen in het netwerk. Het gemiddelde vermogen over de periode als gevolg van deze harmonischen is nul, aangezien harmonische en primaire spanningsfrequenties komen niet overeen.
Hogere harmonischen van stromen veroorzaken interferentie in gevoelige apparatuur en extra wervelstroomverliezen in nettransformatoren.
Voor klepomvormers wordt het concept van arbeidsfactor χ geïntroduceerd, dat het effect van blindvermogen en vervormingsvermogen kenmerkt:
,
is de vervormingsfactor van de primaire stroom.
Het is dus duidelijk dat de arbeidsfactor afhangt van de hoek van de stroomvertraging ten opzichte van de spanning en de grootte van de hogere harmonischen van de stroom.
Technieken voor het verbeteren van de vermogensfactor
Er zijn verschillende manieren om de negatieve invloed van de omvormer op het voedingsnet te verminderen. Hier zijn er een paar:
Met behulp van meertraps faseregeling (Figuur 3).
Rijst. 3.
Het gebruik van een gelijkrichter met aftakkingen van een transformator leidt tot een toename van het aantal pulsaties per periode. Hoe meer tikken van de transformator, hoe groter het aantal rimpelingen per periode, hoe dichter de golfvorm van de ingangsstroom bij sinusoïdaal ligt. Een belangrijk nadeel van deze methode zijn de hoge kosten en afmetingen van een transformator met voldoende aantal aftakkingen (om het effect te bereiken, moeten er meer zijn dan in de figuur). Het maken van een opwindelement met een dergelijke complexiteit is een zeer moeilijke taak die zich niet goed leent voor automatisering - vandaar de prijs. En als de ontwikkelde secundaire voedingsbron kleinschalig is, dan is deze methode ondubbelzinnig onaanvaardbaar.
Rijst. 4.
Het verhogen van de fase van de gelijkrichter. De methode leidt tot een toename van het aantal pulsaties per periode. Het nadeel van deze methode is een zeer complex transformatorontwerp, een dure en omvangrijke gelijkrichter. Bovendien hebben niet alle consumenten een driefasig netwerk.
Gebruik vermogensfactor correctoren (PFC)... Er zijn elektronische en niet-elektronische PFC's. Elektromagnetische reactieve vermogenscompensatoren worden veel gebruikt als niet-elektronische KKM - synchrone motoren die reactief vermogen in het netwerk genereren. Het is duidelijk dat dergelijke systemen om voor de hand liggende redenen ongeschikt zijn voor een huishoudelijke consument. Elektronische KKM - een systeem van circuitoplossingen ontworpen om de arbeidsfactor te verhogen - is misschien wel de meest optimale oplossing voor huishoudelijk gebruik.
Principe van KKM-werking:
De belangrijkste taak van de KKM is om de vertraging van de verbruikte stroom van de spanning in het netwerk tot nul te verminderen, terwijl de sinusvormige vorm van de stroom behouden blijft. Om dit te doen, is het noodzakelijk om stroom van het netwerk te nemen, niet in korte intervallen, maar gedurende de gehele gebruiksperiode. Het van de bron afgenomen vermogen moet constant blijven, ook als de netspanning verandert. Dit betekent dat wanneer de netspanning daalt, de belastingsstroom moet worden verhoogd en vice versa. Voor deze doeleinden zijn omvormers met een inductieve opslag en overdracht van energie op een retourrun geschikt.
Correctiemethoden kunnen grofweg worden onderverdeeld in laagfrequente en hoogfrequente. Als de frequentie van de corrector veel hoger is dan de netfrequentie, is het een hoogfrequente corrector, anders is het een laagfrequente corrector.
Laten we eens kijken naar het werkingsprincipe van een typische stroomcorrector (Figuur 5). Op de positieve halve golf, op het moment dat de netspanning nul overschrijdt, gaat de transistor VT1 open, de stroom vloeit door het L1-VD3-VD8-circuit. Nadat de transistor VT1 is uitgeschakeld, begint de smoorspoel de erin opgeslagen energie op te geven, via de diodes VD1 en VD6 in de filtercondensator en te laden. Met een negatieve halve golf is het proces vergelijkbaar, alleen andere paren diodes werken. Als gevolg van het gebruik van een dergelijke corrector heeft het stroomverbruik een pseudo-sinusvormig karakter en bereikt de arbeidsfactor 0,96 ... 0,98. Het nadeel van dit schema is de grote omvang door het gebruik van een laagfrequente choke.
Rijst. 5.
Door de frequentie van de KKM te verhogen, kunt u de grootte van het filter verkleinen (Figuur 6). Wanneer de stroomschakelaar VT1 open is, neemt de stroom in de smoorspoel L1 lineair toe - terwijl de VD5-diode gesloten is en de condensator C1 wordt ontladen tot de belasting.
Rijst. 6.
Vervolgens wordt de transistor uitgeschakeld, de spanning over de smoorspoel L1 schakelt de diode VD5 in en de smoorspoel geeft de opgeslagen energie aan de condensator, terwijl tegelijkertijd de belasting wordt geleverd (Figuur 7). In het eenvoudigste geval werkt de schakeling met een constante inschakelduur. Er zijn manieren om de efficiëntie van de correctie te verhogen door de duty cycle dynamisch te veranderen (d.w.z. door de cyclus af te stemmen op de spanningsomhullende van de netgelijkrichter).
Rijst. 7. Vormen van spanningen en stromen van hoogfrequente PFC: a) met variabele schakelfrequentie, b) met constante schakelfrequentie
Microschakelingen voor het bouwen van hoogwaardige correctors van STMicroelectronics
Gezien de mogelijkheden van de moderne elektronica-industrie, zijn hoogfrequente PFC's de beste keuze. Integrale prestaties van de gehele vermogenscorrector of het besturingsgedeelte ervan is in feite de standaard geworden. Momenteel is er een grotere verscheidenheid aan besturingsmicroschakelingen voor het construeren van PFC-schakelingen die door verschillende fabrikanten zijn geproduceerd. Van al deze variëteit is het de moeite waard om aandacht te besteden aan de L6561 / 2/3-microschakelingen geproduceerd door STMicroelectronics (www.st.com).
L6561, L6562 en L6563- een reeks microschakelingen die speciaal zijn ontworpen door STMicroelectronics-ingenieurs om zeer efficiënte vermogensfactorcorrectors te bouwen (tabel 1).
Tafel 1. Microschakelingen van de vermogensfactorcorrectie
| Naam | Spanning voeding, V |
Stroom insluitsels, μA |
Verbruiksstroom in actieve modus, mA | Stand-by stroomverbruik, mA | Uitgangsvoorspanningsstroom, μA | Aan/uit-schakelaar huidige stijgtijd, ns | Vervaltijd van de stroomschakelaar, ns |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6561 | 11…18 | 50 | 4 | 2,6 | -1 | 40 | 40 |
| L6562 | 10,3…22 | 40 | 3,5 | 2,5 | -1 | 40 | 30 |
| L6563 | 10,3…22 | 50 | 3,8 | 3 | -1 | 40 | 30 |
Op basis van de L6561 / 2/3 kan een goedkope maar effectieve corrector worden gebouwd (Figuur 8). Dankzij het ingebouwde voorspellende besturingssysteem zijn de ontwikkelaars erin geslaagd om een hoge nauwkeurigheid van de uitgangsspanningsregeling (1,5%), gecontroleerd door de ingebouwde mismatch-versterker, te bereiken.
Rijst. acht.
De mogelijkheid van interactie met een DC / DC-converter die op de corrector is aangesloten, is aanwezig. Deze interactie bestaat uit het uitschakelen van de omvormer door de microschakeling (als deze een dergelijke mogelijkheid ondersteunt) in het geval van ongunstige externe omstandigheden (oververhitting, overspanning). Anderzijds kan de omzetter ook het in- en uitschakelen van de microschakeling initiëren. Met de ingebouwde driver kunt u krachtige MOSFET's of IGBT's aansturen. Volgens de fabrikant is op basis van de LP6561/2/3 een voeding met een vermogen tot 300 W te realiseren.
In tegenstelling tot analogen van andere fabrikanten, is de LP6561/2/3 uitgerust met speciale circuits die de geleidbaarheid van de ingangsstroomvervorming verminderen die optreedt wanneer de ingangsspanning nul bereikt. De belangrijkste oorzaak van deze interferentie is de "dode zone" die optreedt tijdens de werking van een diodebrug, wanneer alle vier de diodes gesloten zijn. Een paar diodes dat op een positieve halve golf werkt, blijkt gesloten te zijn vanwege een verandering in de polariteit van de voedingsspanning, en het andere paar is er nog niet in geslaagd om te openen vanwege zijn eigen barrièrecapaciteit. Dit effect wordt versterkt door de aanwezigheid van een filtercondensator die zich achter de diodebrug bevindt en die, wanneer de polariteit van de voeding wordt omgekeerd, een restspanning behoudt, waardoor de diodes niet op tijd kunnen openen. Het is dus duidelijk dat de stroom op deze momenten niet stroomt, de vorm is vervormd. Het gebruik van nieuwe PFC-controllers kan de "dode zone"-tijd aanzienlijk verminderen, waardoor vervorming wordt verminderd.
In sommige gevallen zou het erg handig zijn om de uitgangsspanning die aan de DC / DC-converter wordt geleverd te regelen met behulp van een PFC. L6561 / 2/3 staat deze regeling toe, genaamd "tracking boost control". Om dit te doen, installeert u eenvoudig een weerstand tussen de TBO-pin en GND.
Opgemerkt moet worden dat alle drie de microschakelingen pin-compatibel met elkaar zijn. Dit kan het ontwerp van de printplaat van het apparaat aanzienlijk vereenvoudigen.
Zo kunnen de volgende kenmerken van de L6561/2/3 microschakelingen worden onderscheiden:
configureerbare overspanningsbeveiliging;
ultra-lage startstroom (minder dan 50 μA);
lage ruststroom (minder dan 3 mA);
breed scala aan ingangsspanningen;
ingebouwd filter dat de gevoeligheid verhoogt;
het vermogen om los te koppelen van de belasting;
de mogelijkheid om de uitgangsspanning te regelen;
de mogelijkheid om rechtstreeks met de converter te communiceren.
Gevolgtrekking
Momenteel zijn er strikte vereisten voor de naleving van veiligheidsmaatregelen en de zuinigheid van moderne elektronische apparaten. Met name bij het ontwerpen van moderne schakelende voedingen moet rekening worden gehouden met de officieel vastgestelde normen. IEC 1000-3-2 is de standaard voor elke schakelende voeding met hoog vermogen omdat het harmonische stroom- en arbeidsfactorlimieten definieert voor voedingssystemen van meer dan 50 W en alle soorten verlichtingsapparatuur. De aanwezigheid van een power factor corrector helpt om te voldoen aan de eisen van deze norm, d.w.z. zijn aanwezigheid in een krachtige voeding is een eenvoudige noodzaak. L6561 / 2/3 is de optimale keuze voor het bouwen van een effectieve en tegelijkertijd goedkope powerfactor-corrector.
Technische informatie verkrijgen, monsters bestellen, levering - e-mail:
Over ST Micro-elektronica
De problemen van het creëren van passieve vermogensfactorcorrectors voor vermogensmodules die werken vanuit enkelfasige en driefasige netwerken worden overwogen. Passieve vermogenscorrectors die alleen spoelen en condensatoren gebruiken, zijn eenvoudig, betrouwbaar en veroorzaken geen radiostoring. Voor dergelijke vermogenscorrectors worden technische oplossingen en basisontwerprelaties gegeven.
Netwerkbronnen van secundaire stroomvoorziening (IVEP) met een transformatorloze ingang (BTV), hebben vanwege hun hoge energie- en massa-dimensionale kenmerken de traditionele in de afgelopen 20 jaar praktisch verdrongen. Tegelijkertijd deden zich twee ernstige problemen voor in verband met het gebruik van een dergelijke IVEP. De eerste is te wijten aan het feit dat de elektronische apparatuur (REA) nu een nieuwe krachtige generator voor radio-interferentie bevat, die de elektromagnetische omgeving aanzienlijk verslechterde. Om interferentie in voedingen op basis van IWEP met BTV te verminderen, worden radio-interferentiefilters (FRP) gebruikt, zowel in de ingangs- als uitgangscircuits, die tot 10% van het volume van de unit in beslag nemen.
Een ander probleem van een dergelijke IVP houdt verband met het stroomverbruik van impulsen. In IVP met BTV verbruikt de ingangsgelijkrichter met een capacitief filter een pulsstroom van het netwerk met een duur van slechts 0,25-0,3 halve perioden met een overeenkomstige toename van de amplitude. De niet-sinusvormige aard van de verbruikte stroom veroorzaakt vervormingen in de vorm van de spanningscurve van het voedingsnetwerk, en dit komt het meest tot uiting in netwerken met beperkt vermogen, waaronder voedingssystemen (SES) van autonome objecten. Het is bekend dat dergelijke SPP's worden gebouwd op basis van ingebouwde elektrische eenheden, getrokken krachtcentrales, elektrische installaties met krachtafnemer, waarvan de waarde wordt gekozen in overeenstemming met het door de elektronische apparatuur verbruikte vermogen.
De ontwikkelaars van elektronische apparatuur zijn eerder verstoringen van de spanningsgolfvorm van primaire bronnen met beperkt vermogen tegengekomen bij het gebruik van transformatorgelijkrichters. Een veel voorkomende vereiste was het gebruik van gelijkrichterbelastingen, die niet meer dan 20-30% van het vermogen van de primaire bronnen waren. De introductie van IVEP met gepantserde voertuigen heeft dit probleem sterk verergerd.
Vervormingen van de vorm van de spanningscurve van het voedingsnetwerk verstoren niet alleen het functioneren van andere verbruikers die parallel zijn aangesloten op de IWEP met BTV naar de EA, maar verstoren ook de werking van de bron zelf. De vorm van de spanning aan de uitgang van de EA bij gebruik op een IVEP met een AFV van vergelijkbaar vermogen wordt trapeziumvormig. De EA-regelaar probeert de gemiddelde waarde van deze spanning op het niveau van de gemiddelde waarde van de sinusvormige spanning te houden. Als gevolg hiervan nemen de magnetiserende stromen van de netwerktransformatoren in de servicebronnen van de IVEP met BTV, die oververhit raken en uitvallen, aanzienlijk toe.
Bij gepulseerd stroomverbruik neemt ook het vervormingsvermogen sterk toe. De powerfactor van IVEP met BTV is niet groter dan 0,7. Bij stationaire installaties, waar tientallen pc's met dergelijke IVP worden gebruikt, is het vanwege het extra vervormingsvermogen noodzakelijk om het vermogen van het opgenomen vermogen te vergroten. Om bijvoorbeeld tien werkstations met pc's van stroom te voorzien, is een vermogen van ongeveer 3 kW nodig. In dit geval wordt tegelijkertijd een actief vermogen van 3 kW en een vervormingsvermogen van 1,5 kVA van het netwerk verbruikt, wat qua gevolgen gelijk is aan blindvermogen. In dit geval moet een voedingsingang worden geïnstalleerd, ontworpen voor een vermogen van 3,35 kVA. In de VS wordt met deze capaciteit rekening gehouden bij het betalen voor elektriciteit voor een autonome installatie.
Er is nog een reden waarom het stroomverbruik in stilstaande objecten sinusvormig moet zijn. De meeste gebouwen hebben een kleinere nulleider dan de fasegeleider. Bij belastingen met een lage vermogensfactor wordt de nulleider, waarin de hogere harmonischen worden samengevat, overbelast en doorgebrand.
Om de hierboven genoemde redenen heeft de International Electrotechnical Commission (IEC) sinds 1992 norm 552-2 ingevoerd, die verplichte correctie van de arbeidsfactor (æ) vereist voor consumenten met een vermogen van meer dan 200 W.
Om de sinusvormige vorm van de verbruikte stroom te verzekeren, worden actieve of passieve correctors van de coëfficiënt æ geïnstalleerd aan de ingang van de IWEP met de BTV. Actieve correctors, gebouwd op basis van transistor hoogfrequent omvormers, zorgen voor een hoge powerfactor (meer dan 0,98) en hebben een rendement van 96 tot 98%. Maar de complexiteit van actieve correctors vermindert de betrouwbaarheid en verhoogt de kosten van het IVEP als geheel. Ook de radiostoring neemt toe. Daarom is het noodzakelijk om passieve correctors te onderzoeken die eenvoudig en betrouwbaar zijn, omdat ze bestaan uit één smoorspoel en meerdere condensatoren, en ook aantrekkelijk zijn vanwege hun lage kosten.
In afb. 1 toont een corrector waarin de elementen zijn geoptimaliseerd op een wiskundig model om de maximale arbeidsfactor te verkrijgen.
Rijst. een. Schematisch diagram van de vermogensfactorcorrector:
Op basis van de optimalisatieresultaten voor de berekening L en C de volgende uitdrukkingen kunnen worden aanbevolen:
waar MET = C 1+C 2, F.
Berekeningen van de elementen van de corrector volgens de verhoudingen (1, 2) maken het mogelijk om de maximale coëfficiënt æ gelijk aan 0,98 te verkrijgen.
Stroomkring LC afgestemd op de derde harmonische van 150 Hz met een kleine ontstemming (≈10%) om de hogere harmonischen beter te filteren.
De berekende parameter L × I 2 werd gebruikt om het volume van E330-staal van de kern V van de choke te bepalen L... Berekeningsgegevens LC-correctors voor vermogen 400, 800, 1200 W zijn samengevat in tabel 1.
Tafel 1. Rekengegevens voor LC-correctors voor vermogen 400, 800, 1200 W
| Pnom | Rн | XL | L | MET | I | L × I 2 | vst | C3 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| W | Ohm | Ohm | mH | uF | EEN | VA | cm2 | uF |
| 400 | 234 | 28,08 | 88,4 | 12,7 | 2,2 | 0,428 | 82 | 200 |
| 800 | 117 | 14,04 | 44,2 | 25,5 | 4,4 | 0,86 | 196 | 400 |
| 1200 | 78 | 9,36 | 30 | 37,5 | 6,6 | 1,3 | 300 | 600 |
Als resultaat van wiskundige modellering werden de waarden van de uitgangsspanning van de brug verkregen jij 0 voor nominaal vermogen R naam en voor 0,1 × R naam en de vorm van de ingangsstroom wordt bepaald (Fig. 2). Alle correctors bieden een arbeidsfactor> 0,98.
Rijst. 2.
a) Ingangsstroom:
b) spanning aan de uitgang van de vermogenscorrector Pnom
c) spanning aan de uitgang van de vermogenscorrector 0,1 × Pnom
voor choke L Het is noodzakelijk om bandkernen met een opening te gebruiken, omdat de fundamentele stroom magnetiseert voor de derde harmonische filtersmoorspoel of torus met poederkernen. Bij het maken van een prototype voor de smoorspoel werd gebruik gemaakt van gesloten magnetische circuits gemaakt van meerlaags ijzer van EPCOS, waarbij de magnetische permeabiliteit constant is in een breed scala van veranderingen in de magnetische veldsterkte, evenals veelbelovende MRP-condensatoren.
Correcte constructie van de corrector veronderstelt een compromis tussen de massa, die wordt bepaald door het gaspedaal, en de kosten, die wordt bepaald door de waarde MET... De waarde verlagen L in het derde harmonische circuit veroorzaakt een verslechtering van de coëfficiënt æ en een toename van de kosten van de corrector, hoewel het gewicht van de corrector afneemt. Als voorbeeld toont Tabel 2 de berekende waarden van de arbeidsfactor voor verschillende waarden van de inductantie van de choke bij het uitgangsvermogen van de corrector 1200 W.
Tafel 2. Berekende vermogensfactorwaarden|
Inductantie L, mH |
30 | 15 | 10 |
|---|---|---|---|
|
Capaciteit C, μF |
37,5 | 75 | 112 |
|
Vermogensfactor æ,% |
98,8 | 95,38 | 89,64 |
|
Harmonische coëfficiënt Kg |
15,5 | 31,2 | 49,5 |
Te oordelen naar afb. 2v, bij een macht van 0,1 × R naam de spanning aan de uitgang van de corrector bereikt 530 V. Om deze overspanning te elimineren, wordt voorgesteld om de condensatoren C1 en C2 bij lage vermogens los te koppelen van het circuit. Een apparaat dat dit principe implementeert, bevat een derde harmonische filtersmoorspoel L1, een diodebrug M1, filtercondensatoren C1, C2, een opto-simistor V1, een servicevoeding (SIP), de eerste operationele versterker OA1, een referentiespanningsbron inclusief weerstand R1, Zenerdiode V2, hysteresisweerstand R2, tweede operationele versterker OU2, delerweerstand R3, R4 (Fig. 3).
Rijst. 3. Corrector voor overspanningsbeveiliging:
Het apparaat werkt als volgt. Bij nominaal vermogen en wanneer het wordt verlaagd tot 30%, overschrijdt de belastingsspanning de berekende waarden niet. Op de source-ingang is een derde harmonische filter aangesloten, bestaande uit een smoorspoel L1, condensatoren C1 en C2, die via de ingeschakelde optosimistor V1 op de nulleider zijn aangesloten.
Wanneer het belastingsvermogen onder 30% van de nominale waarde daalt, wordt de spanning aan de uitgang van de brug M hoger dan de berekende waarde en wordt de spanning geleverd vanuit het middelpunt van de deler R3, R4 naar de inverse ingang van de operationele versterker OU2 is hoger dan de referentiespanning aan de niet-geïnverteerde ingang van de operationele versterker OU1, wordt hoger dan de referentiespanning aan de niet-geïnverteerde ingang en de uitgangsspanning is bijna nul. De stroom door de LED stopt, de optosimistor V1 wordt uitgeschakeld en de condensatoren C1 en C2 worden losgekoppeld van de spoel.
De spanning aan de uitgang van de brug neemt af, maar de aanwezigheid van hystereseweerstand R2 in de operationele versterker OU2 verhindert dat deze weer kan schakelen. Het loskoppelen van de condensatoren is gerechtvaardigd, aangezien bij lage belastingen de vereisten voor de sinusoïdaliteit van de ingangsstroom van de netvoedingen worden verminderd, en vaak is één spoel in de fasegeleider voldoende om een acceptabele ingangsstroomgolfvorm te verkrijgen.
Bij een toename van de belastingstroom neemt de spanningsval over de smoorspoel L1 toe, de spanning aan de bruguitgang neemt nog meer af. Als gevolg hiervan worden de operationele versterkers OU1, OU2 weer geschakeld, de opto-simistor V1 wordt ingeschakeld, de resonantiecondensatoren C1, C2 worden aangesloten op de inductor L1 en de ingangsstroom wordt bijna sinusvormig vanwege de derde harmonische filtering .
De beschouwde passieve correctors worden op verzoek van de klant geïnstalleerd in voedingen en ononderbroken voedingen van OOO AEIEP (Fig. 4).
Rijst. 4.
a) DG800-voeding
b) voeding VZ1200
c) ononderbroken stroomvoorziening UPS600
Tafel 3. Parameters van voedingen met correctors.
Passieve correctors zijn qua grootte en efficiëntie praktisch niet inferieur aan actieve, hoewel ze verschillende keren zwaarder zijn. Maar er moet rekening mee worden gehouden dat passieve correctors, in tegenstelling tot actieve, de niveaus van radio-interferentie niet verhogen, maar integendeel onderdrukken vanwege de corrigerende choke L1. Dit maakt het gebruik van IVEP mogelijk met gepantserde tv en passieve correctors in de geneeskunde, techniek, communicatie, meet- en andere apparatuur waar een laag geluidsniveau vereist is.
Een soortgelijk probleem moet worden opgelost bij het maken van een driefasige IVEP met een APV; hoewel het veel gemakkelijker is om in een dergelijke IVP een fasestroom te verkrijgen die qua vorm vergelijkbaar is met een sinusoïde. Het is bekend dat er in driefasige IVEP in het spectrum van de ingangsstroom geen harmonischen zijn die veelvouden zijn van drie, terwijl de coëfficiënt æ van een traditionele gelijkrichter gebaseerd op een transformator en een driefasige brug met LC-filter bereikt 0,96. Maar als er alleen C1-capaciteit over is aan de bruguitgang (Fig. 5), en zo'n kleine condensator is nodig voor de werking van de meeste hoogfrequente omvormers, dan neemt de coëfficiënt æ af tot 0,7 en is de fasestroomvorm sterk vervormd .
Rijst. 5. Driefasige brug met C- en LC-filter
Maar het is de moeite waard om een kleine inductantie L1 tussen de driefasige brug en de condensator C1 te plaatsen, aangezien de coëfficiënt aanzienlijk toeneemt, wat wordt verklaard door de hoge efficiëntie van de onderdrukking van 5 van de 7 harmonischen door inductantie L1, waarvan de reactantie xL 1 = ω× L 1 groeit met toenemende frequentie. In afb. 6 toont de afhankelijkheid van de arbeidsfactor van de fasestroom van de waarde x *, waarbij x * de genormaliseerde waarde is van de reactantie van inductantie L1:
waar U 0, ik 0- spanning en stroom aan de uitgang van de brug.
Rijst. 6. Afhankelijkheid van de arbeidsfactor van de fasestroom van de waarde van x *
Te oordelen naar afb. 6, als de x * -waarde dicht bij 0 ligt, is de arbeidsfactor niet groter dan 0,7 en is de vorm van de fasestroom sterk vervormd (figuur 7a).
Rijst. 7. Fasestroomgolfvorm voor een driefasige capacitieve brug met inductantie L1:
a) bij x * = 0,025%
b) bij x * = 2,25%, æ = 0,945
c) bij x * = 2,25% voor een driefasige traditionele IWEP met een LC-filter, æ = 0,945
In afb. 7 fase huidige waarden: IA genormaliseerd met betrekking tot stroom ik 0 (IA* = IA/ik 0).
Uit de analyse blijkt dat het voldoende is om de x * -waarde te verhogen tot 2,25%, aangezien de coëfficiënt æ toeneemt tot de waarde van 0,95. In afb. 7b toont de vorm van de fasestroom van de IVEP met BTV, waarvan de waarde van de corrigerende inductantie L1 wordt berekend met de formule:
Zelfs met zo'n onbeduidende inductantie, de curven van de fasestroom en coëfficiënten LC-filter (Fig. 7c) verschillen praktisch niet. Constructieve berekeningen tonen aan dat het volume van de smoorspoel, waarvan de inductantie wordt berekend met de formule (3), niet groter is dan 3-5% van het volume van de driefasige IVEP met BTV. Passieve correctors zijn geïnstalleerd in de meeste buitenlandse driefasige IVEP met BTV, met een capaciteit van honderden W - eenheden van kW. In afb. 8 toont zo'n choke, die werd gebruikt in een driefasige IVEP met een 900 W BTV van Mean Well.
Rijst. acht. Interne opstelling in IVEP met 1 kW BTV (pijl toont smoorspoel L1)
Correctieve smoorspoelen worden geïnstalleerd in KD 1200M-modules, op basis waarvan de Birch M-voedingseenheid (Fig. 9) met een vermogen van 2000 W wordt geproduceerd, ontworpen voor een 380 V driefasig netwerk zonder nulleider.
Rijst. 9. BR2000-voedingseenheid ("Birch M")
Als het vorige Birch-blok was aangesloten op een driefasig netwerk via een fase-nulcircuit en een corrector met een gewicht van ≈ 3,5 kg was geïnstalleerd aan de ingang van elke module om een sinusvormige ingangsstroom te verkrijgen, dan realiseerde het Birch M-blok de voordelen van een driefasige aansluiting, en om zo'nzelfde coëfficiënt æ aan de module-ingang te verkrijgen, is slechts één smoorspoel nodig met een massa van 0,8 kg.
Literatuur
- Tverdov I. et al. Modernisering van netwerkfilters van radio-interferentie bij de onderneming "AEIEP" Elektronische componenten. 2005. nr. 8.
- Redl R. Vermogensfactorcorrectie in bruggelijkrichtercircuits met spoel en condensator. APEC, 1995.
- Tverdov I. et al. Apparaat voor arbeidsfactorcorrectie. RF-octrooi nr. 2328067, 2007.
- Productcatalogus van LLC "Alexander Electric power supplies" op schijf, 2008, herfst.
- RayW. Effect van voedingsreactantie op arbeidsfactor. APEC, 1998.
PTO-problemen met een klassieke gelijkrichter
Het grootste probleem van een klassieke gelijkrichter met een opslagcondensator, die werkt vanuit een sinusvormige of andere niet-rechthoekige spanning, is het feit dat er alleen energie uit het netwerk wordt gehaald op die momenten dat de spanning erin groter is dan de spanning over de opslag condensator. Inderdaad, een condensator kan alleen worden opgeladen als er een spanning op staat die groter is dan die waarop hij al is geladen.
Bovendien is op die momenten dat de netspanning hoger wordt dan de condensatorspanning, de laadstroom erg groot en de rest van de tijd nul. Het blijkt dat bijvoorbeeld voor een sinusvormige voedingsspanning stroompieken worden waargenomen wanneer de spanning zijn amplitudewaarden bereikt. Als uw apparaat een beetje stroom trekt, kan dit worden getolereerd. Maar voor een belasting van pakweg 1 kW 220V kunnen stroompieken oplopen tot 100 A. Dat is volstrekt onacceptabel.
Onder uw aandacht een selectie van materialen: R7- 10 ohm. R6- 0,1 Ohm. R4- 300 kOhm, R5- 30 kOhm. R3- 100 kOhm, C4- 1nF. Deze elementen stellen de frequentie van de PWM-controller in. We selecteren ze zo dat de frequentie 30 kHz is. C3- 0,05 F. Dit is de frequentiecorrectie van de feedbacklus. Als de uitgangsspanning begint te pulseren of niet snel genoeg wordt ingesteld wanneer de belastingsstroom verandert, moet deze capaciteit worden geselecteerd. VD2- HER208. C1- 1000 F. C2- 4700 uF. VD1- Zenerdiode 15 V. R1- 300 kOhm 0,5 W. VT1- 400 volt hoogspanningstransistor. Dit is een opstartcircuit; door deze transistor vloeit pas aan het begin van het werk stroom. Nadat EMF op de L2-wikkeling verschijnt, sluit de transistor. De vermogensdissipatie in deze transistor is dus laag. D2- een geïntegreerde spanningsregelaar (KREN) voor 12V. D1- Geïntegreerde PWM-controller. 1156ЕУ3 of de geïmporteerde analoge UC3823 is voldoende. Aanvulling vanaf 27-02-2013 De buitenlandse controllerfabrikant Texas Instruments heeft ons een verrassend aangename verrassing bezorgd. De UC3823A en UC3823B microschakelingen verschenen. Deze controllers hebben een iets andere pinfunctie dan de UC3823. Ze werken niet in circuits voor UC3823. Pin 11 heeft nu heel andere functies gekregen. Om controllers met letterindexen A en B in het beschreven schema te gebruiken, moet u weerstand R6 verdubbelen, weerstanden R4 en R5 uitsluiten, been 11 ophangen (niet ergens aansluiten) Wat Russische tegenhangers betreft, schrijven lezers ons dat in verschillende batches microschakelingen de bedrading anders (wat vooral leuk is), hoewel we nog geen nieuwe lay-out hebben ontmoet. L1- een smoorspoel van 2 mH, ontworpen voor een stroomsterkte van 3 A. Het kan worden gewikkeld op een Ш16-20-kern met vier draden van 0,5 mm samengevouwen, 130 windingen, een opening van 3 mm. L2- 8 windingen draad 0,2 mm. De uitgangsspanning wordt gevormd over de condensator C5. Een reactie: Er was een fout in de gasklepparameters waar lezers ons op hebben gewezen. Het is nu opgelost. Om de stabiliteit van het circuit te verbeteren, kan het bovendien nuttig zijn om de maximale open tijd van de vermogens-FET te beperken. Om dit te doen, installeren we een trimweerstand tussen het 16e been van de microschakeling en de negatieve voedingsdraad en verbinden we de motor met het been 8. (zoals bijvoorbeeld in dit diagram.) Door deze weerstand aan te passen, kunt u de maximale werkcyclus van de pulsen van de PWM-controller. Helaas komen er periodiek fouten in artikelen voor, ze worden gecorrigeerd, artikelen worden aangevuld, ontwikkeld, nieuwe worden voorbereid. Abonneer u op het nieuws om op de hoogte te blijven. Als er iets niet duidelijk is, vraag het dan zeker! Hallo! Is het mogelijk om bovendien de wikkeling l2 te gebruiken voor het voeden van: ir2101-drivers en een driefasige asynchrone motoromvormercontroller die er galvanisch op is aangesloten. De voeding van de drivers van de bovenste toetsen is bootstrap. Groetjes, Boris Halve brug puls gestabiliseerde spanningsomvormer, ... PWM, PWM-controller. Fout versterker. Frequentie. Inverterend, niet-inverterend... apparaat voor back-up, noodstroom, noodstroomvoorziening van de ketel, circulatie ... Continue / intermitterende (intermitterende) stroommodus door de inductiespoel ... Samengestelde transistor. Darlington, Shiklai-schema's. Berekening, toepassing ... |
Tegenwoordig zijn er twee benaderingen voor het bouwen van voedingen die een stabiele uitgangsspanning of stroom aan de uitgang leveren - voedingen met parametrische en pulsstabilisatie.
In lineaire bronnen wordt de uitgangsparameter gestabiliseerd door een niet-lineair element. Puls - werk volgens het principe van energieregeling in een inductor met behulp van een of meer schakelschakelaars.
Het voordeel van de eerste is een laag niveau van hoogfrequente ruis, wat belangrijk is voor analoge apparatuur. Achter impulsbronnen - hogere vermogens en een betere verhouding tussen vermogen en formaat. Bovendien zijn ze efficiënter. De problemen van complexiteit of eenvoud van circuits zijn zeer controversieel, omdat: moderne industrie biedt een breed scala aan oplossingen, waaronder oplossingen met één chip, voor elke toepassing.
Maar voor het netwerk zijn lineaire en schakelende voedingen een niet-lineaire belasting - de vorm van de verbruikte stroom zal verschillen van de sinusvormige, wat zal leiden tot het verschijnen van extra harmonischen en dus tot het verschijnen van een reactieve vermogenscomponent , bijverwarming en verliezen in hoogspanningsleidingen. Bovendien moeten andere energieverbruikers aanvullende maatregelen nemen om te beschermen tegen netwerkstoringen - vooral in het geval van schakeleenheden met hoog vermogen die onder belasting werken. Beperkingen op toegestane netwerkruis van een werkend apparaat worden geregeld door de relevante internationale en nationale normen. Het lijdt geen twijfel dat de Russische normen op dit gebied strenger zullen worden en dichter bij de wereldnormen zullen komen. Als gevolg hiervan zullen de bedrijven die de technieken beheersen om netwerkinterferentie te verminderen, een aanzienlijk voordeel behalen ten opzichte van de concurrentie.
Om de invloed van de huidige verbruiker op het netwerk te verminderen, worden actieve of passieve correctors gebruikt. Passieve correctors zijn smoorspoelen die het vaakst worden gebruikt in apparaten met een laag vermogen en niet essentieel zijn voor de totale afmetingen. In andere gevallen is het raadzaam om actieve hoogfrequente correctors te gebruiken, ook wel power factor correctors (PFC of PFC) genoemd. De belangrijkste taken van de KKM zijn onder meer:
- Het stroomverbruik van het lichtnet sinusvormig maken (verminderen van de harmonische vervorming);
- Beperking van het uitgangsvermogen;
- Kortsluitingsbeveiliging;
- Beveiliging tegen onder- of overspanning.
In feite kan de PFC gezien worden als een soort buffertrap (schakeling) die de onderlinge beïnvloeding van het lichtnet en de voeding vermindert.
Een typische structuur van een vermogenscorrector wordt getoond in figuur 1.
Rijst. een.
KKM kan niet alleen op discrete elementen worden geïmplementeerd, maar ook met behulp van gespecialiseerde microschakelingen - PFC-controllers (PFC-correctors). De belangrijkste fabrikanten van power factor corrector controllers zijn onder meer:
- STMicro-elektronica- L4981, L656x;
- Texas Instrumenten- UCx854, UC28xx;
- Internationale gelijkrichter - IR115x;
- ON Halfgeleider- MC3x262, MC33368, NCP165x, NCP160x;
- Fairchild Semiconductor- FAN48xx, FAN69x, FAN7527;
- Lineaire Technologie Corporation- LTC1248.
KKM-controllers STMicroelectronics
STMicroelectronics biedt verschillende series productieve PFC-controllers die verschillende bedrijfsmodi van het apparaat kunnen bieden. Extra opties vereenvoudigen de constructie van schakelende voedingen, rekening houdend met energie-efficiëntienormen en vereisten voor het niveau van vervorming dat in het voedingsnetwerk wordt geïntroduceerd.
Tafel 1. Power Factor Corrector Controllers STMicroelectronics
| Chip | Kader | Werkuren | Spanning voeding, V |
Verbruiksstroom, mA actief / starten (laag vermogen) | Opmerking |
|---|---|---|---|---|---|
| L4981 | PDIP 20; SO-20 | CCM | 19,5 | 12/0,3 | Zacht begin; overspanning, overstroombeveiliging |
| L6561 | DIP-8; SO-8 | TM | 11…18 | 4/0,05 | Overspanningsbeveiliging: |
| L6562A | DIP-8; SO-8 | TM, Vaste Uit-Tijd | 10,5…22,5 | 3,5/0,03 | Overspanningsbeveiliging: |
| L6562AT | SO-8 | TM, Vaste Uit-Tijd | 10,5…22,5 | 3,5/0,03 | Overspanningsbeveiliging: |
| L6563H | SO-16 | TM, tracking-boost | 10,3…22,5 | 5/0,09 | |
| L6563S | SO-14 | TM, tracking-boost | 10,3…22,5 | 5/0,09 | Hoogspanningsstart; overspanning, feedback-onderbreking, inductorverzadigingsbeveiliging |
| L6564 | SSOP 10 | TM, tracking-boost | 10,3…22,5 | 5/0,09 | Hoogspanningsstart; overspanning, feedback-onderbreking, inductorverzadigingsbeveiliging |
Microschakeling van de stroomcorrectorcontroller: L4981 stelt u in staat zeer efficiënte voedingen te bouwen met sinusvormig stroomverbruik. De arbeidsfactor kan oplopen tot 0,99 met lage harmonischen. De microschakeling zelf is geïmplementeerd met behulp van BCD 60II-technologie en werkt volgens het principe van gemiddelde stroomregeling (CCM), waarbij een sinusvormig stroomverbruik wordt gehandhaafd.
De L4981 kan worden gebruikt in systemen met voedingsspanningen van 85 tot 265 V zonder een externe driver voor de stroomschakelaar. De "A"-serie voor de PWM-controller gebruikt een vaste frequentie; de serie "B" maakt bovendien gebruik van frequentiemodulatie om het ingangsfilter te optimaliseren.
De microschakeling omvat ook: een nauwkeurige referentiespanningsbron, een mismatch-versterker, een circuit voor het blokkeren van de werking in geval van een kritische spanningsval, een stroomsensor, een softstartcircuit en overspannings- en overstroombeveiliging. Overstroom uitschakelniveau voor L4981A ingesteld met behulp van een externe weerstand; om de nauwkeurigheid in de serie te verbeteren L4981B een externe spanningsdeler wordt gebruikt.
Belangrijkste kenmerken:
- Boost-PWM met vermogensfactor tot 0,99;
- Vervorming van stroom niet meer dan 5%;
- Universele entree;
- Krachtige eindtrap (bipolair en MOSFET's);
- Onderspanningsbeveiliging met hysterese en programmeerbare inschakeldrempel;
- Ingebouwde referentiespanningsbron met 2% nauwkeurigheid (extern toegankelijk);
- Lage startstroom (~ 0.3mA);
- Softstart systeem.
Serie L6561 is een verbeterde versie van de PFC-controller L6560(volledig compatibel ermee). Belangrijkste innovaties:
- Een geavanceerde analoge multiplier waarmee het apparaat kan werken over een breed ingangsspanningsbereik (85 tot 265V) met uitstekende harmonische vervorming (THD) prestaties;
- Startstroom teruggebracht tot enkele milliampères (~ 4mA);
- Een werkvergunning-pin toegevoegd om een laag energieverbruik in stand-by te garanderen ( stand-by).
Belangrijkste mogelijkheden belichaamd in gemengde BCD-technologie:
- Ultra-lage startstroom (~ 50μA);
- 1% ingebouwde spanningsreferentie;
- Programmeerbare overspanningsbeveiliging;
- Stroomsensor zonder extern laagdoorlaatfilter;
- Lage ruststroom.
De eindtrap kan MOS- of IGBT-schakelaars aansturen met stuurstromen tot 400 mA. De microschakeling werkt in een tijdelijke werkingsmodus van powerfactorcorrectors - Overgangsmodus (TM) - een tussenmodus tussen continu (CCM) en intermitterend (DCM). L6561 is geoptimaliseerd voor ballastvoeding van ontladingslampen, netadapters, schakelende voedingen.
KKM-controller L6562A / L6562AT werkt ook in transiënte modus (TM) en is pin-compatibel met voorgangers L6561 en L6562. De multiplier met hoge lineariteit is speciaal ontworpen om de mismatch van de AC-ingang te verminderen, waardoor hij kan werken over een breed scala aan ingangsspanningen met lage harmonische vervorming bij een verscheidenheid aan belastingen. De uitgangsspanning wordt geregeld door een operationele versterker met een zeer nauwkeurige spanningsreferentie (tot 1% nauwkeurigheid).
De L6562A / L6562AT heeft in de ruststand een verbruik van ongeveer 60 A en een bedrijfsstroom van slechts 5 mA. De aan/uit-besturingsingang vergemakkelijkt het maken van eindapparaten die voldoen aan de eisen van Blue Angel, EnergyStar, Energy2000 en een aantal anderen.
Een effectief met twee niveaus werkt zelfs bij overbelasting bij het starten van de corrector of bij een belastingonderbreking tijdens bedrijf.
De uitgangstrap kan tot 600 mA uitgangsstroom en 800 mA ingangsstroom leveren, wat voldoende is om krachtige MOSFET's of IGBT-schakelaars aan te sturen. Naast de bovenstaande mogelijkheden, kan de L6562A werken in een gepatenteerde modus voor vaste vrije tijd ( Vaste-off-time) - Figuur 2.
Rijst. 2.
KKM-controllerserie L6563, L6563S, L6563H, L6564 zijn gebouwd volgens het schema van een typische powerfactor-corrector die in de TM-modus werkt met een aantal extra functies.
L6563, L6563S hebben een Tracking-boost-bedrijfsmodus, een bidirectionele spanningsanticipatie-ingang, een bewerkingsingang, een precisiereferentiespanningsbron (nauwkeurigheid bij 25 ° C binnen 1 ... 1,5%). Bovendien geïntegreerd in de microschakeling: omet een instelbare drempel, breuk van de feedbacklus (uitschakelen van de microschakeling), verzadiging van de inductor (uitschakelen van de microschakeling); programmeerbare AC spanning kritische val detector. Maximaal stroomverbruik L6563x is niet meer dan 6 mA in actieve modus, startstroom is minder dan 100 μA.
Microschakeling van de correctorcontroller
arbeidsfactor L6562A
Toepassingen van de PFC-controller zijn onder meer:
- Schakelende voedingen die voldoen aan de eisen van de IEC61000-3-2-normen (tv's, monitoren, computers, gameconsoles);
- AC / DC-converters / opladers met een vermogen tot 400 W;
- Elektronische ballast;
- Ingangslaag van servers en webservers.
De belangrijkste kenmerken van de L6562A zijn:
- Gepatenteerde multiplier-oplossing;
- Configureerbare;
- Ultra-lage startstroom - 30mkA;
- Lage ruststroom - 2,5 mA;
- Krachtige uitgangstrap voor aansturing van stroomschakelaars - -600.800mA.
De microschakelingen zijn verkrijgbaar in compacte 8-pins DIP-8- en SO-8-pakketten. Het blokschema van de L6562A wordt getoond in figuur 3.
Rijst. 3.
De inverse ingang van de foutversterker scheidt de functies van de uitgang die de werking van de microschakeling mogelijk maakt. Wanneer de spanning erop lager is dan 0,2 V, wordt de microschakeling uitgeschakeld, waardoor het stroomverbruik wordt verminderd, en wanneer de drempel van 0,45 V wordt overschreden, gaat de microschakeling in de actieve modus. Het belangrijkste doel van deze functie is om de KKM-controller te besturen, deze kan bijvoorbeeld worden bestuurd door de volgende PWM-controller van de spanningsomvormer. Een extra functie die door de uitschakelfunctie wordt geboden, is de automatische uitschakeling in het geval van een kortsluiting in de spanning naar aarde in de weerstand met lage impedantie van de uitgangsdeler of een open circuit in de verdeler.
Het uitgangssignaal van de foutversterker wordt via compenserende terugkoppelingscircuits naar zijn inverse ingang gevoerd. In feite bepalen de prestaties van deze circuits de stabiliteit van de uitgangsspanning, hoge arbeidsfactor en lage harmonischen.
Na de gelijkrichter komt de hoofdvoedingsspanning de ingang van de vermenigvuldiger binnen via een spanningsdeler en dient als bron van een sinusvormig referentiesignaal voor de stroomlus.
De spanning van de meetweerstand in het stroomschakelaarcircuit wordt naar de ingang van de PWM-comparator gevoerd, waar deze wordt vergeleken met het sinusvormige referentiesignaal om het moment te bepalen waarop de schakelaar wordt geopend. Om het effect van impulsruis te verminderen, wordt een hardwarevertraging van 200 ns vanaf de voorrand van de impuls geïmplementeerd. Op het negatieve front van de demagnetiseringspuls van de spoel is de aan/uit-schakelaar gesloten.
Een voorbeeld van een L6562A schakelcircuit is een 400 V step-up voeding (Figuur 4).
Rijst. 4.
Een tweede voorbeeld is het gebruik van de L6562A als onderdeel van een voeding voor LED-armaturen (Figuur 5).
Rijst. 5.
De L6562A heeft een speciaal circuit dat het effect van spanningspieken rond de AC-ingangsspanning nul vermindert wanneer de diodes in de gelijkrichtbrug nog steeds gesloten zijn en de stroom door de brug nul is. Om dit effect tegen te gaan, dwingt de ingebouwde schakeling de KKM-controller om meer energie te pompen op het moment dat de netspanning nul overschrijdt (de tijd dat de stroomschakelaar in de open toestand staat neemt toe). Als gevolg hiervan wordt de tijdsperiode waarin het stroomverbruik (stroom) van het circuit onvoldoende is, verminderd en wordt de filtercondensator die zich achter de brug bevindt volledig ontladen. Een lage referentiespanning maakt het mogelijk een weerstand met een lagere weerstand te gebruiken om de stroom in het stroomschakelcircuit te meten, en het daarop gedissipeerde vermogen wordt dienovereenkomstig verminderd (minder vermogensverlies ® minder verwarming ® lagere vereisten voor het koel- en ventilatiesysteem). De lage ingangsstromen van de dynamische overspanningsbeveiliging maken het gebruik van een hoogohmige bovenste weerstand in de spanningsdeler met spanningsterugkoppeling mogelijk zonder de invloed van ruis te vergroten. Hierdoor wordt het stroomverbruik van de schakeling in de standby-modus verminderd (belangrijk in verband met de eisen van energiebesparende normen). Tabel 2 toont de belangrijkste parameters van de L6562A PFC-controller.
Tafel 2. Belangrijkste prestatieparameters van L6562A
| Parameter | Betekenis |
|---|---|
| Aan / uit drempels, V | 12,5/10 |
| De spreiding van de waarden van de uitschakeldrempel (max), V | ± 0,5 |
| Microcircuitstroom voor het starten (max), μA | 60 |
| Vermenigvuldiger krijgen | 0,38 |
| Referentiespanningswaarde, V | 1,08 |
| Reactietijd op een verandering in stroom, ns | 175 |
| Dynamische schakelstroom van het OVP-circuit, μA | 27 |
| Nul detectiedrempels, uit / aansturen / vasthouden, V | 1,4/0,7/0 |
| Microschakeling aan/uit drempels, V | 0,45/0,2 |
| Spanningsval op de interne sleuteldriver, V | 2,2 |
| Vertraging ten opzichte van het pulsfront in de stroomsensor, ns | 200 |
Dit alles maakt de L6562A een uitstekende goedkope oplossing voor UPS'en tot 350W, die voldoet aan de eisen van de EN61000-3-2-normen.
Toepassingen en methoden voor het berekenen van typische samenstellingen voor schema's op basis van de L6562A / AT worden gegeven in de toepassingsgidsen; hieronder vindt u een lijst van de belangrijkste documenten.
AN3159: STEVAL-ILH005V2: 150 W HID elektronische ballast - ingebouwde elektronische ballast met een vermogen tot 150 W.
AN2761: Oplossing voor het ontwerpen van een PFC-voorregelaar met overgangsmodus met de L6562A - voorbeelden van het bouwen van een voorlopige controller met een PFC in een transitieve modus op basis van de L6562A.
AN2782: Oplossing voor het ontwerpen van een 400 W gestuurde PFC-voorregelaar met vaste uitschakeltijd met de L6562A - Een voorbeeld van de ontwikkeling van een 400 watt PFC pre-regulator op basis van de L6552A in een vaste tijd off-state modus.
AN2928: Gemodificeerde buck-converter voor LED-toepassingen - Gemodificeerde buck converter voor LED verlichting.
AN3256: Goedkope LED driver voor een A19 lamp - Lage prijs LED driver voor A19 lampen.
AN2983: Constante stroom inverse buck LED-driver met L6562A - Constante stroom LED-driver op L6562A.
AN2835: 70 W HID lamp ballast gebaseerd op de L6569, L6385E en L6562A - Elektronische ballastschakeling voor ontladingslampen.
AN2755: 400 W FOT-gestuurde PFC-voorregelaar met de L6562A - 400 watt voorregelaar op basis van L6562A in vaste uit-tijd modus.
AN2838: demonstratiebord met groot bereik van 35 W met hoge vermogensfactor flyback-converter met behulp van de L6562A - Demo board voor een 35W high power factor wide range converter op basis van de L6562A.
AN3111: 18 W eentraps offline LED-driver - Op zichzelf staande LED-driver van 18 watt met één niveau.
AN2711: 120 VAC-ingang - Triac dimbare LED-driver op basis van de L6562A - Thyristor verstelbare LED driver op L6562A met een vermogen van 120 watt.
Demokaarten die door STMicroelectronics worden aangeboden, stellen u in staat snel de verschillende werkingsmodi van microschakelingen te begrijpen en te zien hoe de apparaten zich in verschillende bedrijfsomstandigheden zullen gedragen. Bovendien dienen debugging-tools als prototypen van apparaten. Op het moment van schrijven wordt de volgende set foutopsporingstools aangeboden om kennis te maken met de L6562A - Tabel 3.
Tafel 3. Hulpprogramma's voor foutopsporing voor L6562A
| Betalen | Verschijning | Beschrijving |
|---|---|---|
| STEVAL-ILL027V2 | 
|
18 watt stand-alone LED-driver |
| EVL6562A-TM-80W | 
|
80 Watt Power Factor Corrector Evaluatiebord In TM-modus |
| STEVAL-ILL013V1 | 
|
Dimbare stand-alone PFC en power dimbare LED driver op basis van L6562A |
| EVL6562A-LED | 
|
L6562A Demokaart met constante stroom LED-stuurprogramma |
| STEVAL-ILL016V2 | 
|
Zelfstandige thyristor LED-driver op L6562AD en TSM1052 |
| STEVAL-ILL019V1 | 
|
35 Watt standalone LED-driver voor Quad HB RGGB LED-lichtbron |
| STEVAL-ILL034V1 | 
|
LED-driver voor A19-lampen op basis van L6562A (gericht op de Amerikaanse markt) |
| EVL6562A-400W L6562A | 
|
Voorspanningsregelaar met PFC in modus met vaste uit-tijd |
KKM-controllers STMicroelectronics L6563S / H-serie
Naast de standaardfuncties en -mogelijkheden hebben de L6563S/H-serie Power Factor-controllers (Afbeelding 6) een aantal opties om de prestaties van hun eindapparaten te verbeteren.
Rijst. 6.
Onder de onderscheidende kenmerken:
- Mogelijkheid om te werken in de tracking-boost-modus;
- 1 / V 2 -correctie;
- Bescherming tegen overspanning, open lusfeedback, inductorverzadiging.
Dankzij de multiplier met hoge lineariteit en stapsgewijze correctie van de hoofdstroom kunnen de microschakelingen werken over een breed bereik van AC-ingangsspanningen met een minimaal niveau van harmonische vervorming, zelfs bij hoge belastingen.
De uitgangsspanning wordt geregeld door een foutversterker en een precisiespanningsbron (1% bij 25°C). De stabiliteit van de terugkoppellus wordt bewaakt door voorwaartse spanningskoppeling (1 / V 2-correctie), die in deze microschakeling een unieke gepatenteerde techniek gebruikt die lijntransiënten tijdens dalingen of pieken in de netspanning aanzienlijk kan verbeteren (de zogenaamde bidirectionele communicatie - "bidirectioneel").
De L6563H PFC-controller heeft dezelfde functionaliteit als de L6563 / L6563S met de toevoeging van een hoogspanningstriggerbron. Deze functie is gewild in toepassingen met strenge energiebesparende eisen, evenals in gevallen waarin de POS-controller in de mastermodus werkt.
Bovendien heeft de L6563H de mogelijkheid om in de boost-trackingmodus te werken ( tracking boost-bewerking) - de uitgangsspanning verandert als reactie op veranderingen in de netspanning.
De L6563H kan worden gebruikt met voedingen tot 400 W in overeenstemming met EN61000-3-2, JEITA-MITI-normen.
De L6564-microschakeling is een compactere versie van de L6563S in het SSOP-10-pakket - hij heeft dezelfde driver, spanningsreferentie en hetzelfde besturingssysteem. Er is geen bescherming tegen inductorverzadiging in de L6563A-serie.
Net als de L6562A kunnen de L6263x PFC-controllers werken in een vaste off-time modus ( Vaste-off-time). Bovendien kunt u met de statusuitgangen van de controller de PWM-controller van de DC / DC-converter aansturen, die wordt gevoed door de voorregelaar van de KKM-controller in noodsituaties (terugkoppelingsonderbreking, inductorverzadiging, overbelasting). Aan de andere kant is het mogelijk om de PFC-controller uit te schakelen als de DC / DC-converter bij lage belasting werkt. In tegenstelling tot de L6562x-serie zijn er aparte controller-besturingsingangen voor flexibele besturing.
AN3142: Oplossing voor het ontwerpen van een 400 W gestuurde PFC-voorregelaar met vaste uitschakeltijd met de L6563S en L6563H - 400 watt PFC-controller op L6563S en L6563H in modus met vaste uit-tijd.
AN3027: Hoe een PFC-voorregelaar met overgangsmodus te ontwerpen met de L6563S en L6563H - Ontwikkeling van TM KKM-controller met behulp van L6563S en L6563H.
AN3203: EVL250W-ATX80PL: 250W ATX SMPS demonstratiebord - Demobord ATX 250W voeding.
AN3180: Een 200 W rimpelvrije ingangsstroom PFC-voorregelaar met de L6563S 1 - De power factor corrector op de L6563L is vrij van ingangsstroomruis.
AN2994: 400 W FOT-gestuurde PFC-voorregelaar met de L6563S - 400 watt PFC-controller op L6563S in modus met vaste uit-tijd.
AN3119: 250 W overgangsmodus PFC-voorregelaar met de nieuwe L6563S - 250 watt PFC-controller op L6563S in overgangsmodus.
AN2941: 19 V - 75 W SMPS in overeenstemming met de nieuwste ENERGY STARR-criteria met behulp van de L6563S en de L6566A - 19V 75W schakelende voeding, nieuwste Energy Starr-compatibel.
AN3065: 100 W overgangsmodus PFC-voorregelaar met de L6563S - 100 watt PFC-controller op L6563S in overgangsmodus.
Demokaarten voor de L6563S / L6564 worden getoond in Tabel 4.
Tabel 4. Foutopsporingstools voor L6563S / L6564
| Naam | Verschijning | Beschrijving |
|---|---|---|
| EVL250W-ATX80PL | 
|
250W ATX-voedingskaart |
| EVL6563S-250W | 
|
250 W PFC-voorregelaar op basis van L6563S in TM-modus |
| EVL6563S-100W | 
|
100 watt PFC-voorregelaar op basis van L6563S in TM-modus |
| EVL6563S-200ZRC | 
|
Power factor corrector op L6563S vrij van ingangsstroomruis (200W) |
| EVL185W-LEDTV | 
|
Voeding van 185 W voor LED-tv's met Power Factor Correction, Standby-modus gebaseerd op L6564, L6599A en VIPER27L |
Bovendien kunnen op verzoek van de ontwikkelaar softwareproducten worden geleverd om de ontwikkeling en berekening van circuits op de L6563S, L6564 in TM- en vaste-off-time-modi te automatiseren.
Richtlijnen voor het selecteren van componenten
voor PFC-controller:
Voor een juiste werking van microschakelingen van KKM-controllers, een stabiele werking van het apparaat en de naleving van de vereisten van normen, is het noodzakelijk om een geschikte bedrijfsmodus te selecteren.
In de regel worden voor vermogens van minder dan 200 W de L6562A / 3S / 3H / 4 PFC-controllers ingeschakeld in de TM-modus. Voor apparaten die werken met vermogens van meer dan 200 W, wordt de L4981-microschakeling gebruikt (de werkingsmodus is CCM). De L6562A / 3S / 3H / 4-serie kan ook worden gebruikt in de modi Fixed Off-Time of Reeple-Steering.
De vermogens-MOSFET-schakelaar en gelijkrichterdiode voor het vermogensgedeelte van de vermogenscorrector of voeding kunnen eenvoudig worden geselecteerd uit STMicroelectronics-producten.
Voor apparaten met een laag vermogen (tot 100 W) zijn stroomschakelaars van de SuperMesh3-familie, bijvoorbeeld de STx10N62K3-serie, geschikt. Voor gemiddeld vermogen (100…1000 W) - MDMesh2-familie van de STx25NM50M-serie. En voor krachtige bronnen die werken met vermogens van meer dan 1 kW - de MDMesh5-familie van de STP42N65M5-serie.
Gevolgtrekking
Ondanks het relatief kleine aanbod van KKM-controllers wat betreft het aantal series, dekken de producten van STMicroelectronics, dankzij een aantal succesvolle circuitoplossingen en een verscheidenheid aan mogelijke bedrijfsmodi, bijna het hele scala aan toepassingen van schakelende energieomzetters - omhoog / down-voedingen, LED-lampdrivers, powerfactorcorrectors.
Daarnaast wordt informatie en technische ondersteuning voor de ontwikkelaar geboden voor het hele scala aan toepassingen - van aanbevelingen voor gebruik en programma's voor het berekenen van blokken en knooppunten tot foutopsporing en demonstratieborden.
Technische informatie verkrijgen, monsters bestellen, levering - e-mail:
Over ST Micro-elektronica
Welkom terug!..Helaas was mijn artikel vertraagd, tk. er was een dringend project voor werk, en verscheen ook interessante moeilijkheden bij het implementeren van een power factor corrector ( verder KKM). En ze werden veroorzaakt door het volgende - in onze productie gebruiken we een "aangepaste" microschakeling om de KKM te besturen, die voor onze taken speciaal in 1941 door een vriendelijk Oostenrijk wordt geproduceerd en die we daarom niet in de uitverkoop kunnen vinden. Daarom ontstond de taak om deze module opnieuw te maken voor de beschikbare elementaire basis en mijn keuze viel op de PWM-controller-microschakeling - L6561.
Waarom precies zij? Banale toegankelijkheid, of beter gezegd gevonden in "Chippen & Dippen", ik heb de datasheet gelezen - ik vond het leuk. Ik heb 50 stuks tegelijk besteld, want goedkoper en in mijn amateurprojecten heb ik al verschillende taken voor haar.
Nu over het belangrijkste:
in dit artikel zal ik je vertellen hoe ik me bijna helemaal opnieuw herinnerde over het ontwerp van single-cycle converters ( het lijkt erop, wat hebben ze ermee te maken?), waarom hij een dozijn sleutels heeft vermoord en hoe je het voor je kunt vermijden. Dit deel zal de theorie vertellen en wat er gebeurt als je het verwaarloost. De praktische implementatie zal in het volgende deel worden vrijgegeven, zoals ik beloofd heb, samen met oplader sinds ze zijn in wezen één module en moeten samen worden getest.
Vooruitkijkend, zal ik zeggen dat ik voor het volgende deel al een paar dozijn foto's en video's heb voorbereid, waar mijn geheugen niet lang is "Omgeschoold" eerst in het lasapparaat en vervolgens in de voeding voor: "Geit"... Degenen die in de productie werken, zullen begrijpen wat voor soort dier het is en hoeveel het verbruikt om ons warm te houden)))
En nu naar onze rammen...
Waarom hebben we deze KKM überhaupt nodig?
Het belangrijkste probleem Een "klassieke" gelijkrichter met opslagcondensatoren (dit is het ding dat 220V AC omzet naar +308V DC), die werkt op een sinusvormige stroom, is dat deze condensator alleen wordt opgeladen (energie uit het netwerk haalt) op momenten dat de spanning meer op hem van toepassing is dan op hemzelf.
Lees niet in menselijke taal, bangeriken en met wetenschappelijke graden
Zoals we weten, weigert de elektrische stroom volledig te gaan als er geen potentiaalverschil is. De richting van de stroom zal ook afhangen van het teken van dit verschil! Als je in paniek raakte en besloot je mobiel op te laden met een spanning van 2V, waarbij de Li-ion-batterij is ontworpen voor 3,7V, dan zal er niets van komen. Omdat de stroom zal worden gegeven door de bron met het hoogste potentieel, en degene met het lagere potentieel zal energie ontvangen.
Alles is zoals in het leven! Je weegt 60 kg, en de man op straat die kwam vragen om 120 kg te bellen - het is duidelijk dat hij de poesjes zal verdelen, en je zult ze ontvangen. Dus ook hier - een batterij met zijn 60 kg 2V zal geen stroom kunnen leveren aan de batterij van 120 kg 3.7V. Met een condensator op dezelfde manier, als deze + 310 V heeft en u er + 200 V op toepast, zal deze weigeren stroom te ontvangen en niet worden opgeladen.
Het is ook vermeldenswaard dat op basis van de hierboven beschreven "regel" de tijd die aan de condensator wordt toegewezen voor het opladen erg klein zal zijn. Onze stroom verandert volgens een sinusoïdale wet, wat betekent: de vereiste spanning zal alleen op de toppen van de sinusoïde zijn! Maar de condensator moet werken, dus hij wordt nerveus en probeert op te laden. Hij kent de wetten van de fysica, in tegenstelling tot sommigen, en "begrijpt" dat de tijd kort is en daarom begint hij juist op deze momenten, wanneer de spanning op zijn hoogtepunt is, slechts een enorme stroom te verbruiken. Het zou immers voldoende moeten zijn om het apparaat tot de volgende piek te laten werken.
Een beetje over deze "pieken":
Figuur 1 - Pieken waarin de condensator wordt opgeladen
Zoals we kunnen zien, is een deel van de periode waarin de EMF een voldoende waarde aanneemt voor de lading (figuurlijk 280-310V) ongeveer 10% van de totale periode in het AC-netwerk. Het blijkt dat in plaats van constant energie uit het netwerk te halen, we het alleen in kleine afleveringen eruit halen, waardoor we het netwerk "overbelasten". Met een vermogen van 1 kW en een inductieve belasting kan de stroom op het moment van dergelijke "pieken" stilletjes waarden bereiken bij 60-80A.
Onze taak komt er dus op neer om te zorgen voor een gelijkmatige afname van energie uit het netwerk, om het netwerk niet te overbelasten! Het is KKM die ons in staat zal stellen deze taak in de praktijk uit te voeren.
Wie is deze KKM van jou?
Vermogenscorrector- Dit is een veelgebruikte step-up-spanningsomzetter, meestal is deze single-ended. Omdat gebruiken we PWM-modulatie, dan is op het moment van de open toets de spanning over de condensator constant. Als we de uitgangsspanning stabiliseren, dan is de stroom die van het netwerk wordt afgenomen evenredig met de ingangsspanning, dat wil zeggen dat deze soepel verandert volgens een sinusoïdale wet zonder de eerder beschreven verbruikspieken en -pieken.Circuit van onze KKM
Toen besloot ik mijn principes niet te veranderen en vertrouwde ook op de datasheet van de controller die ik selecteerde - L6561... Bedrijfsingenieurs STMicro-elektronica hebben al alles voor me gedaan, en meer specifiek, hij heeft al de ideale schakeling voor zijn product ontwikkeld.Ja, ik kan alles zelf tellen en een dag of twee aan deze zaak besteden, dat wil zeggen al mijn toch al zeldzame weekenden, maar de vraag is waarom? Om mezelf te bewijzen dat ik het kan, is deze fase gelukkig al lang gepasseerd)) Hier herinner ik me een bebaarde anekdote over het gebied van rode ballen, ze zeggen dat een wiskundige een formule toepast, en een ingenieur haalt een tafel tevoorschijn met een gebied van rode ballen ... Zo is het in dit geval ook.
Ik raad je aan om er meteen op te letten dat het circuit in de datasheet is ontworpen voor 120 W, wat betekent dat we moeten aanpassen aan onze 3 kW en exorbitante werkstress.
Nu een beetje documentatie voor degene die hierboven is beschreven:
Gegevensblad voor L6561
Als we naar pagina 6 kijken, zien we verschillende diagrammen, we zijn geïnteresseerd in een diagram met een handtekening Breed assortiment netvoeding wat betekent Basurmansky? "Voor gebruik in een breed scala aan voedingsspanningen" ... Het was deze "modus" die ik in gedachten had toen ik het had over de exorbitante spanningen. Het apparaat wordt als universeel beschouwd, dat wil zeggen dat het kan werken vanuit elk standaardnetwerk (bijvoorbeeld in 110V-toestanden) met een spanningsbereik van 85 - 265V.
Deze oplossing stelt ons in staat om onze UPS te voorzien van een spanningsstabilisatorfunctie! Voor velen zal een dergelijk bereik overdreven lijken en dan kunnen ze deze module uitvoeren, rekening houdend met de voedingsspanning van 220V + - 15%. Dit wordt als de norm beschouwd en 90% van de apparaten in de prijscategorie tot 40 duizend roebel is over het algemeen verstoken van KKM en 10% gebruikt het alleen bij de berekening van afwijkingen van niet meer dan 15%. Hiermee kun je ongetwijfeld de kosten en afmetingen wat verminderen, maar als je het nog niet bent vergeten, dan maken we een apparaat dat verplicht is om te concurreren met AAR!
Daarom heb ik voor mezelf besloten om de meest juiste optie te kiezen en een niet-dodbare tank te maken die zelfs in het land kan worden uitgetrokken, waar een 100V-lasmachine of een pomp in de put in het netwerk is: 
Figuur 2 - Standaard schematische oplossing voorgesteld door ST
Aanpassing van standaardschakelingen voor onze taken
a) Als ik naar dit diagram van de LH kijk, is het eerste dat in me opkomt: het is noodzakelijk om een common-mode filter toe te voegen! En dit is correct, aangezien bij hoog vermogen zullen ze "gekke" elektronica maken. Voor stromen van 15 A en meer zal het een gecompliceerder uiterlijk hebben dan velen gewend zijn te zien in dezelfde computervoedingen, waar er slechts 500-600 watt is. Daarom zal deze herziening een apart item zijn.B) We zien de condensator C1, je kunt een lastige formule nemen en de vereiste capaciteit berekenen, en ik adviseer degenen die zich hierin willen verdiepen, onthouden in één cursus de elektrotechniek van het 2e jaar van elke hogeschool. Maar ik zal dit niet doen, omdat volgens mijn eigen waarnemingen uit oude berekeningen herinner ik me dat tot 10 kW dit vermogen bijna lineair groeit met betrekking tot de toename van het vermogen. Dat wil zeggen, rekening houdend met 1 F per 100 W, krijgen we dat we voor 3000 W 30 μF nodig hebben. Deze container is eenvoudig te rekruteren uit 7 filmcondensatoren van elk 4,7 F en 400V. Zelfs een beetje met een marge, want de capaciteit van een condensator is sterk afhankelijk van de aangelegde spanning.
C) We hebben een serieuze vermogenstransistor nodig, omdat: het stroomverbruik van het netwerk wordt als volgt berekend: 
Figuur 3 - Berekening van de nominale stroom voor PFC
Wij hebben 41.83A... Nu geven we eerlijk toe dat we de temperatuur van het transistorkristal niet in de buurt van 20-25 ° C zullen kunnen houden. In plaats daarvan kunnen we overweldigen, maar het zal duur zijn voor een dergelijke macht. Na 750 kW zijn de kosten van koeling met freon of vloeibare zuurstof geërodeerd, maar tot nu toe is dit verre van))) Daarom moeten we een transistor vinden die 45-50A kan leveren bij een temperatuur van 55-60 ° C.
Gezien het feit dat er inductantie in het circuit is, zou ik liever: IGBT transistor, voor de meest vasthoudende. De grensstroom moet voor het zoeken eerst ongeveer 100A worden geselecteerd, omdat: dit is een stroom bij 25°C, bij een stijging van de temperatuur neemt de begrenzende geschakelde stroom van de transistor af.
Een beetje over Cree FET
Ik ontving letterlijk op 9 januari een pakket uit de Verenigde Staten van mijn vriend met een heleboel verschillende transistors voor een test, dit wonder heet - CREE FET... Ik zal niet zeggen dat dit een nieuwe megatechnologie is, in feite werden transistors op basis van siliciumcarbide al in de jaren 80 gemaakt, ze brachten me pas nu te binnen waarom. Als een eerste materiaalwetenschapper en componist in het algemeen, ben ik nauwgezet in deze industrie, dus ik was erg geïnteresseerd in dit product, vooral omdat 1200V werd aangegeven bij tientallen en honderden ampères. Ik kon ze niet kopen in Rusland, dus wendde ik me tot mijn voormalige klasgenoot en hij stuurde me vriendelijk een aantal monsters en een testbord met vooruit.
Ik kan één ding zeggen - het was mijn liefste vuurwerk!
8 sleutels hebben het zo verknald dat ik lange tijd van streek was ... In feite is 1200V een theoretisch cijfer voor de technologie, de aangegeven 65A bleek slechts een impulsstroom te zijn, hoewel de documentatie duidelijk de nominale snelheid vermeldde. Blijkbaar was er een "nominale impulsstroom", of wat de Chinezen ook maar bedenken. Over het algemeen is het nog steeds bullshit, maar er is één MAAR!
Toen ik dat deed CMF10120D een corrector voor 300 W, het bleek dat het op dezelfde radiator en hetzelfde circuit een temperatuur had van 32 ° C versus 43 voor een IGBT, en dit is zeer significant!
Conclusie over CREE: de technologie is vochtig, maar het is veelbelovend en het zal zeker ZIJN.
Als gevolg hiervan koos ik, na het doorbladeren van de catalogi van de tentoonstellingen die ik bezocht (handig trouwens, ala parametrisch zoeken), twee sleutels, ze werden - IRG7PH50 en IRGPS60B120... Beide zijn op 1200V, beide op 100 + A, maar na het openen van de datasheet werd de eerste sleutel onmiddellijk verwijderd - hij kan een stroom van 100A alleen schakelen met een frequentie van 1 kHz, voor onze taak is het rampzalig. De tweede schakelaar staat op 120A en een frequentie van 40 kHz, wat best geschikt is. Bekijk de datasheet op onderstaande link en zoek een grafiek met de afhankelijkheid van stroom op temperatuur:
Afbeelding 4.1 - Grafiek met de afhankelijkheid van de maximale stroom van de schakelfrequentie voor IRG7PH50, laten we het overlaten aan de frequentieomvormer
Afbeelding 4.2 - Grafiek met bedrijfsstroom bij een bepaalde temperatuur voor IRGPS60B120
Hier observeren we de gekoesterde cijfers die ons laten zien dat bij 125 ° C zowel de transistor als de diode rustig de stromen van iets meer dan 60A zullen overmeesteren, terwijl we de conversie op een frequentie van 25 kHz zonder problemen kunnen uitvoeren en beperkingen.
D) Diode D1, we moeten een diode kiezen met een bedrijfsspanning van minimaal 600V en een nominale stroom voor onze belasting, dat wil zeggen 45A. Ik besloot om die diodes te gebruiken die ik bij de hand had (niet lang geleden kocht ik ze voor de ontwikkeling van een lasser onder de "schuine brug") dit is - VS-60EPF12... Zoals je aan de markering kunt zien, is deze op 60A en 1200V. Ik wed alles met een marge, tk. dit prototype is voor mezelf gemaakt, en ik voel me zo rustiger.
Je kunt eigenlijk een diode plaatsen voor 50-60A en 600V, maar er zit geen prijs tussen de 600 en 1200V versie.
E) Condensator C5, alles is hetzelfde als in het geval van C1 - het is voldoende om de nominale waarde van het gegevensblad te verhogen in verhouding tot het vermogen. Houd er wel rekening mee dat als je een krachtige inductieve belasting plant of een dynamische met snelle vermogenstoename (ala een 2 kW concertversterker), dan kun je beter niet op dit punt besparen.
Ik zal in mijn versie zetten 10 elektrolyten 330 μF en 450V elk, als je van plan bent een paar computers, routers en andere kleinigheden van stroom te voorzien, dan kun je jezelf beperken tot 4 elektrolyten van elk 330 uF en 450V.
E) R6 - het is een stroomshunt, het zal ons redden van kromme handen en onbedoelde fouten, het beschermt ook het circuit tegen kortsluiting en overbelasting. Het ding is zeker nuttig, maar als we ons gedragen als ingenieurs van ST, dan krijgen we bij stromen van 40A een gewone ketel. Er zijn 2 opties: een stroomtransformator of een fabrieksshunt met een daling van 75mV + opamp ala LM358.
De eerste optie is eenvoudiger en zorgt voor een galvanische scheiding van dit circuitknooppunt. Hoe de huidige transformator te berekenen die ik in het vorige artikel heb gegeven, het is belangrijk om dat te onthouden bescherming werkt wanneer de spanning op poot 4 stijgt tot 2,5 V (in werkelijkheid tot 2,34 V).
Deze spanning en stroom van het circuit kennen, met behulp van de formules van deel 5 de stroomtransformator kunt u eenvoudig uitrekenen.
G) En het laatste punt is de stroomsmoorspoel. Over hem hieronder.
Stroomsmoorspoel en de berekening ervan
Als iemand mijn artikelen aandachtig heeft gelezen en hij heeft een uitstekend geheugen, dan zou hij dat moeten onthouden artikel 2 en foto #5, daarop zie je 3 elementen van de spoelen die wij gebruiken. Ik laat het je nog een keer zien:
Afbeelding 5 - Frames en kern voor powercoilproducten
In deze module zullen we opnieuw onze favoriete ringkernringen van verpulverd ijzer gebruiken, maar deze keer niet één, maar 10 tegelijk! Hoe wil je? 3 kW is geen Chinees handwerk ...
We hebben de eerste gegevens:
1) Stroom - 45A + 30-40% voor de amplitude in de choke, totaal 58.5A
2) Uitgangsspanning 390-400V
3) ingangsspanning 85-265V AC
4) Kern - materiaal -52, D46
5) Opruiming - verdeeld
Figuur 6 - En nogmaals beste Starichok51 bespaart ons tijd en beschouwt het als een programma CaclPFC
Ik denk dat de berekening iedereen liet zien hoe serieus het zou zijn)) 4 ringen, een radiator, een diodebrug en een IGBT - horror!
De opwindregels kunnen worden afgetrokken in het artikel "Deel 2". De secundaire wikkeling op de ringen is gewikkeld in een hoeveelheid - 1 beurt.
Gaspedaal totaal:
1) zoals je kunt zien is het aantal ringen al 10 stuks! Dit is duur, elke ring kost ongeveer 140 r, maar wat krijgen we ervoor terug in de volgende paragrafen?
2) de werktemperatuur is 60-70 ° C - dit is absoluut ideaal, omdat velen de werktemperatuur op 125 ° C stellen. We stellen 85 ° C in onze productiefaciliteiten. Waarom wordt dit gedaan - voor een goede nachtrust ga ik rustig een week van huis en ik weet dat er niets in mij zal oplaaien, en alles is ijskoud. Ik denk dat de prijs hiervoor in 1500r niet zo dodelijk is, toch?
3) Ik heb de stroomdichtheid ingesteld op een schamele 4 A / mm 2, dit heeft invloed op zowel warmte als isolatie en daarmee op betrouwbaarheid.
4) Zoals je kunt zien, wordt volgens de berekening de capaciteit na de choke aanbevolen voor bijna 3000 uF, dus mijn keuze met 10 elektrolyten van 330 uF past hier perfect. De capaciteit van de condensator C1 bleek 15 μF te zijn, we hebben een dubbele marge - je kunt het verminderen tot 4 filmcondensatoren, je kunt 7 stuks achterlaten en het zal beter zijn.
Belangrijk! Het aantal ringen in de hoofdsmoorspoel kan worden teruggebracht tot 4-5, terwijl tegelijkertijd de stroomdichtheid wordt verhoogd tot 7-8 A / mm 2. Hiermee kunt u veel besparen, maar de huidige amplitude zal iets toenemen, en het belangrijkste is dat de temperatuur zal stijgen tot minimaal 135 ° C. ...
Wat kan ik zeggen - hier groeit een monster)))
Common mode-filter
Om het verschil tussen de circuits voor een bepaald filter voor stromen van 3A (de hierboven genoemde computer-PSU) en voor stromen van 20A te begrijpen, kunt u het schema van Google op ATX vergelijken met het volgende:
Figuur 7 - Schematisch diagram van een common-mode ruisfilter
Verschillende kenmerken:
1) C29 is een condensator voor het filteren van elektromagnetische interferentie, het is gemarkeerd met: "X1"... De nominale waarde moet in het bereik van 0,001 - 0,5 mF liggen.
2) De choke is op de kern gewonden E42 / 21/20.
3) Twee smoorspoelen op ringen DR7 en DR9 zijn gewikkeld op elke spuitkern en met een diameter van meer dan 20 mm. Ik heb het op hetzelfde D46 van -52 materiaal gewikkeld totdat het in 2 lagen was gevuld. Er is praktisch geen ruis in het netwerk, zelfs niet bij nominaal vermogen, maar dit is eigenlijk overbodig, zelfs als ik het begrijp.
4) Condensatoren C28 en C31 bij 0,047 μF en 1 kV en ze moeten van een klasse zijn "Y2".
Door de inductantie van de smoorspoelen te berekenen:
1) De inductantie van de common-mode-inductor moet 3,2-3,5 mH . zijn
2) De inductantie voor de differentiële smoorspoelen wordt berekend met de formule: 
Figuur 8 - Berekening van de inductantie van differentiële smoorspoelen zonder magnetische koppeling
Nawoord
Met behulp van de competente en professionele ervaring van ST-ingenieurs kon ik produceren, zo niet ideaal, dan gewoon uitstekend actieve vermogensfactor corrector met parameters die beter zijn dan welke Schneider dan ook. Het enige dat u zeker moet onthouden, is hoeveel u het nodig heeft? En op basis hiervan pas je de parameters voor jezelf aan.Mijn doel in dit artikel was alleen om het berekeningsproces te laten zien met de mogelijkheid om de initiële gegevens te corrigeren, zodat iedereen, nadat hij de parameters voor zijn taken had bepaald, de module al zelf zou hebben berekend en gemaakt. Ik hoop dat ik dit heb kunnen laten zien en in het volgende artikel zal ik de gezamenlijke werking van de KKM en de lader uit deel 5 demonstreren.
