Krachtige veldeffecttransistors MOSFET's zijn goed voor iedereen, behalve voor een kleine nuance - het is vaak onmogelijk om ze rechtstreeks op de pinnen van de microcontroller aan te sluiten.
Dit is ten eerste te wijten aan het feit dat de toegestane stromen voor microcontroller-uitgangen zelden hoger zijn dan 20 mA, en voor zeer snel schakelen MOSFET's (met goede randen), wanneer je de poort heel snel moet opladen of ontladen (die altijd een bepaalde capaciteit heeft), zijn stromen een orde van grootte meer nodig.
En ten tweede is de voeding van de controller meestal 3 of 5 Volt, wat het in principe mogelijk maakt om slechts een kleine klasse veldwerkers (die logisch niveau worden genoemd - met een logisch controleniveau) rechtstreeks te besturen. En aangezien de voeding van de controller en de voeding van de rest van het circuit meestal een gemeenschappelijke hebben: negatieve draad, wordt deze klasse exclusief gereduceerd tot N-kanaal "logic level" -velden.
Een van de oplossingen in deze situatie is het gebruik van speciale microschakelingen - drivers, die precies zijn ontworpen om grote stromen door de poorten van veldwerkers te trekken. Deze optie is echter niet zonder nadelen. Ten eerste zijn drivers niet altijd beschikbaar in winkels en ten tweede zijn ze vrij duur.
In dit verband ontstond het idee om een eenvoudige, budgettaire losse driver te maken die kan worden gebruikt om zowel N-channel als P-channel veldwerkers in elk laagspanningscircuits, zeg volt tot 20. Nou, gelukkig heb ik, net als een echte radiokoeler, veel elektronische rommel, dus na een reeks experimenten werd het volgende schema geboren:
- R 1 = 2,2 kOhm, R 2 = 100 Ohm, R 3 = 1,5 kOhm, R 4 = 47 Ohm
- D 1 - diode 1N4148 (glazen vat)
- T 1, T 2, T 3 - transistors KST2222A (SOT-23, markering 1P)
- T 4 - BC807-transistor (SOT-23, markering 5C)
De capaciteit tussen Vcc en Out symboliseert de verbinding van de P-kanaal veldoperator, de capaciteit tussen Out en Gnd symboliseert de verbinding van de N-kanaals veldoperator (capaciteiten van de poorten van deze veldoperators).
De stippellijn is verdeeld in twee fasen (I en II). In dit geval werkt de eerste trap als vermogensversterker en de tweede trap als stroomversterker. De werking van de schakeling wordt hieronder in detail beschreven.
Dus. Als de invoer In verschijnt hoog niveau signaal, dan wordt transistor T1 ingeschakeld, wordt transistor T2 uitgeschakeld (omdat de potentiaal aan de basis onder de potentiaal aan de emitter daalt). Als resultaat sluit de transistor T3 en opent de transistor T4 en daardoor wordt de poortcapaciteit van de aangesloten veldaandrijver weer opgeladen. (De basisstroom van de transistor T4 vloeit langs het pad E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).
Als de invoer In verschijnt laag niveau signaal, dan gebeurt alles andersom - de transistor T1 sluit, waardoor de basispotentiaal van de transistor T2 stijgt en deze opent. Dit zorgt er op zijn beurt voor dat de transistor T3 wordt ingeschakeld en de transistor T4 wordt uitgeschakeld. Het opladen van de poortcapaciteit van de aangesloten veldaandrijver vindt plaats via de open transistor T3. (De basisstroom van transistor T3 vloeit langs het pad Vcc-> T2-> R4-> B T3 -> E T3).
Dat is in het algemeen de hele beschrijving, maar sommige punten vereisen waarschijnlijk extra uitleg.
Ten eerste, waar dienen transistor T2 en diode D1 in de eerste trap voor? Alles is hier heel eenvoudig. Het was niet voor niets dat ik hierboven de paden van de stroom van de basis van de uitgangstransistoren schreef voor verschillende staten schema's. Bekijk ze nog eens en stel je voor hoe het zou zijn als er geen transistor T2 met een omsnoering zou zijn. In dit geval zou transistor T4 worden ontgrendeld met een grote stroom (d.w.z. de basisstroom van de transistor) die van de uitgang Out via open T1 en R2 vloeit, en transistor T3 zou worden ontgrendeld door een kleine stroom die door weerstand R3 vloeit. Dit zou leiden tot een zeer langdurige voorflank van de uitgangspulsen.
Welnu, en ten tweede zullen waarschijnlijk velen geïnteresseerd zijn in waarom weerstanden R2 en R4 nodig zijn. Ik heb ze erin gestoken om de piekstroom door de bases van de uitgangstransistors op zijn minst enigszins te beperken, en uiteindelijk de voor- en achterflanken van de pulsen in te korten.
Het geassembleerde apparaat ziet er als volgt uit:
De driver is bedraad voor smd-componenten, en wel zo dat deze eenvoudig (in verticale positie) op het moederbord van het apparaat kan worden aangesloten. Dat wil zeggen, op het hoofdbord kunnen we een halve brug hebben, of iets anders, en dit bord hoeft alleen maar verticaal in te pluggen de juiste plaatsen bestuurdersborden.
De lay-out heeft enkele eigenaardigheden. Om de grootte van het bord drastisch te verminderen, moesten we de transistor T4 "iets verkeerd" bedraden. Voordat u het op het bord soldeert, draait u het om met de voorkant (markering) naar beneden en buigt u de poten in achterkant(naar het bord).
Zoals u kunt zien, zijn de stijgtijden praktisch onafhankelijk van het voedingsspanningsniveau en bedragen ze iets meer dan 100 ns. Best goed voor zo'n budgetontwerp, naar mijn mening.
Momenteel zijn MOSFET's en IGBT-transistors... Als we deze transistoren beschouwen als een belasting voor hun stuurcircuit, dan zijn het condensatoren met een capaciteit van duizenden picofarads. Om de transistor te openen, moet deze capaciteit worden opgeladen en in gesloten toestand moet deze zo snel mogelijk worden ontladen. Dit moet niet alleen worden gedaan zodat uw transistor tijd heeft om aan te werken hoge frequenties Oh. Hoe hoger de poortspanning van de transistor, hoe lager de kanaalweerstand van de MOSFET of hoe lager de collector-emitterverzadigingsspanning van de IGBT. De drempelwaarde van de openingsspanning van transistors is meestal 2-4 volt en het maximum waarbij de transistor volledig open is, is 10-15 volt. Daarom moet een spanning van 10-15 volt worden toegepast. Maar zelfs in dit geval wordt de poortcapaciteit niet onmiddellijk opgeladen, en gedurende enige tijd werkt de transistor in het niet-lineaire gedeelte van zijn karakteristiek met een grote kanaalweerstand, wat leidt tot een grote spanningsval over de transistor en zijn overmatige verwarming. Dit is de zogenaamde manifestatie van het Miller-effect.
Om de poortcapaciteit snel op te laden en de transistor te openen, is het noodzakelijk dat uw stuurcircuit zoveel mogelijk laadstroom aan de transistor kan leveren. De capaciteit van de poort van de transistor is te vinden in de paspoortgegevens voor het product, en bij het berekenen moet u Svh = Сiss nemen.
Neem bijvoorbeeld een MOSFET - een IRF740-transistor. Het heeft de volgende kenmerken die voor ons interessant zijn:
Openingstijd (stijgtijd - Tr) = 27 (ns)
Sluitingstijd (Fall Time - Tf) = 24 (ns)
Ingangscapaciteit (Ingangscapaciteit - Сiss) = 1400 (pF)
De maximale openingsstroom van de transistor wordt berekend als:
De maximale sluitstroom van de transistor wordt bepaald volgens hetzelfde principe:
Omdat we meestal 12 volt gebruiken om het regelcircuit van stroom te voorzien, zullen we de stroombegrenzende weerstand bepalen met behulp van de wet van Ohm.
Dat wil zeggen, de weerstand Rg = 20 Ohm, volgens de standaardreeks E24.
Merk op dat het niet mogelijk zal zijn om zo'n transistor rechtstreeks vanaf de controller te besturen, ik zal het feit introduceren dat de maximale spanning die de controller kan leveren binnen 5 volt zal zijn en de maximale stroom binnen 50 mA. De uitgang van de controller wordt overbelast en het Miller-effect verschijnt op de transistor, en je circuit zal zeer snel falen, omdat iemand, ofwel de controller of de transistor, eerder oververhit raakt.
Daarom is het noodzakelijk om de juiste driver te kiezen.
De driver is een puls-eindversterker en is ontworpen om stroomschakelaars te bedienen. Drivers worden afzonderlijk in de bovenste en onderste toetsen geleverd, of gecombineerd in één pakket in de driver voor de bovenste en onderste toetsen, bijvoorbeeld IR2110 of IR2113.
Op basis van de hierboven vermelde informatie moeten we een driver selecteren die de poortstroom van de transistor Ig = 622 mA kan ondersteunen.
Dus een IR2011-driver die een poortstroom Ig = 1000 mA kan ondersteunen, is voor ons geschikt.
Het is ook noodzakelijk om rekening te houden met de maximale belastingsspanning die de toetsen zullen schakelen. V in dit geval het is 200 volt.
De volgende, zeer belangrijke parameter is de sluitsnelheid. Dit elimineert de stroom van doorstromen in de push-pull-circuits die worden weergegeven in de onderstaande afbeelding, waardoor verliezen en oververhitting ontstaan.
Als u het begin van het artikel aandachtig leest, kunt u volgens de paspoortgegevens van de transistor zien dat de sluitingstijd korter moet zijn dan de openingstijd en dat de blokkeerstroom daarom hoger is dan de openingsstroom If> Ir . Het is mogelijk om een hogere sluitstroom te leveren door de weerstand Rg te verlagen, maar dan zal ook de openingsstroom toenemen, dit heeft invloed op de grootte van de schakelstootspanning bij het uitschakelen, afhankelijk van de snelheid van stroomafname di/dt. Vanuit dit oogpunt is een toename van de schakelsnelheid in sterkere mate een negatieve factor die de betrouwbaarheid van het apparaat vermindert.
In dit geval zullen we profiteren van de opmerkelijke eigenschap van halfgeleiders, stroom in één richting doorlaten en een diode in het poortcircuit installeren die de blokkeerstroom van de transistor If doorlaat.
Dus de ontgrendelstroom Ir zal door de weerstand R1 stromen en de ontgrendelstroom If - door de diode VD1, en aangezien de weerstand van de p - n-overgang van de diode veel minder is dan de weerstand van de weerstand R1, dan Als > Ir. Om ervoor te zorgen dat de blokkeerstroom zijn waarde niet overschrijdt, verbinden we een weerstand in serie met de diode, waarvan de weerstand wordt bepaald door de diodeweerstand in de open toestand te verwaarlozen.
Laten we de dichtstbijzijnde kleinere nemen van de standaardreeks E24 R2 = 16 ohm.
Laten we nu eens kijken naar wat de namen van de high key driver en de low key driver betekenen.
Het is bekend dat MOSFET's en IGBT's spanningsgestuurd zijn, namelijk de Gate-Source-spanning Ugs.
Wat zijn de bovenste en onderste toetsen? De onderstaande afbeelding toont het halfbrugcircuit. Dit schema bevat de bovenste en onderste toetsen, respectievelijk VT1 en VT2. De bovenste toets VT1 is via een afvoer verbonden met de positieve voeding Vcc, en door de bron met de belasting en moet worden geopend door de spanning die wordt aangelegd ten opzichte van de bron. De onderste sleutel, bij de afvoer, is verbonden met de belasting, en door de bron met de voeding minus (aarde), en moet worden geopend door de spanning die wordt aangelegd ten opzichte van de grond.
En als alles heel duidelijk is met de onderste toets, er 12 volt op heeft gezet - het is geopend, er 0 volt op is toegepast - het is gesloten, dan heb je voor de bovenste toets nodig speciaal circuit, die het zal openen ten opzichte van de spanning aan de bron van de transistor. Dit schema is al geïmplementeerd in de driver. Het enige dat we nodig hebben, is een boostcondensator C2 aan de driver toe te voegen, die wordt opgeladen met de voedingsspanning van de driver, maar ten opzichte van de bron van de transistor, zoals weergegeven in de onderstaande afbeelding. Met deze spanning wordt de bovenste sleutel ontgrendeld.
Dit schema is vrij efficiënt, maar door het gebruik van een boostcapaciteit kan het in kleine bereiken werken. Deze capaciteit wordt opgeladen wanneer de onderste transistor open is en kan niet te groot zijn als het circuit op hoge frequenties moet werken, en kan ook niet te klein zijn bij gebruik op lage frequenties Oh. Dat wil zeggen, met dit ontwerp kunnen we de bovenste toets niet oneindig open houden, deze zal onmiddellijk sluiten nadat de condensator C2 is ontladen, maar als u een grotere capaciteit gebruikt, heeft deze mogelijk geen tijd om op te laden tegen de volgende gebruiksperiode van de transistor.
We zijn dit probleem meer dan eens tegengekomen, en heel vaak moesten we experimenteren met de selectie van de boostcapaciteit bij het wijzigen van de schakelfrequentie of het algoritme van het circuit. Het probleem werd in de loop van de tijd en heel eenvoudig opgelost, op de meest betrouwbare en "bijna" goedkope manier. Bij het bestuderen van de technische referentie voor de DMC1500 waren we geïnteresseerd in het doel van de P8-connector.
Na goed de handleiding gelezen te hebben en een goed begrip te hebben van de schakeling van de gehele aandrijving, bleek dit een connector te zijn voor het aansluiten van een aparte, galvanisch gescheiden voeding. We verbinden de min van de voeding met de bron van de bovenste toets, en de plus met de ingang van de Vb-driver en het positieve been van de boostcapaciteit. De condensator wordt dus constant opgeladen, waardoor het mogelijk wordt om de bovenste toets zo lang als nodig open te houden, ongeacht de toestand van de onderste toets. Deze toevoeging aan het schema maakt het mogelijk om elk sleutelschakelalgoritme te implementeren.
Als stroombron voor het opladen van de boostcapaciteit kunt u ofwel een conventionele transformator met gelijkrichter en filter gebruiken, ofwel een DC-DC-omzetter.
De "ZVS Driver" (Zero Voltage Switching) is een zeer eenvoudige en daarom vrij veel voorkomende laagspanningsgenerator. Het is geassembleerd volgens een eenvoudig schema, terwijl de efficiëntie deze beslissing kan oplopen tot 90% en meer. Om het apparaat te monteren, is één choke voldoende, een paar veldeffecttransistors, vier weerstanden, twee diodes, twee zenerdiodes en een werkend oscillerend circuit met een middelpunt op de spoel. Je kunt het zonder het middelpunt doen, en we zullen hier verder over praten.
Veel implementaties van dit circuit zijn te vinden op het netwerk, waaronder inductieverwarmers, inductiekookplaten, hoogspanningstransformatoren en gewoon hoogfrequente spanningsomzetters. Het circuit lijkt op een Royer-generator, maar is het niet. Laten we eens kijken hoe deze schakeling werkt.
Wanneer het circuit van stroom wordt voorzien, begint de stroom naar de afvoeren van beide veldeffecttransistoren te vloeien, terwijl tegelijkertijd de capaciteiten van de poorten worden opgeladen via de weerstanden. Omdat de veldeffecttransistoren niet precies hetzelfde zijn, gaat een ervan (bijvoorbeeld Q1) sneller open en begint stroom te geleiden, terwijl de poort van de andere transistor Q2 wordt ontladen via diode D2, die dus veilig gesloten blijft.
Aangezien de regeling omvat: oscillerend circuit, de spanning aan de afvoer van de gesloten veldeffecttransistor Q2 neemt eerst toe, maar neemt vervolgens af, door nul te gaan, op dit moment wordt de poort van de open veldeffecttransistor Q1 snel ontladen, en eerst geopend transistor Q1 is nu vergrendeld en aangezien deze nu is vergrendeld, is de afvoer niet langer nul en wordt de poort van de tweede transistor Q2 snel opgeladen via de weerstand, en de tweede transistor Q2 gaat nu open, terwijl de poort van transistor Q1 wordt ontladen via diode D1.
Na een halve periode wordt alles precies omgekeerd herhaald - de tweede transistor zal sluiten en de eerste zal openen, enz. Op deze manier zullen sinusoïdale zelfoscillaties in het circuit ontstaan. Smoorspoel L1 begrenst de voedingsstroom en dempt kleine schakelpieken.
Het is gemakkelijk te zien dat de vergrendeling van beide veldeffecttransistoren plaatsvindt bij nulspanning aan hun afvoeren, wanneer de stroom in de lusspoel maximaal is, wat betekent dat schakelverliezen worden geminimaliseerd, en zelfs bij een apparaatvermogen van 1 kW ( bijvoorbeeld voor), de toetsen hebben alleen kleine radiatoren nodig. Dit verklaart de grote populariteit van deze regeling.
De zelfoscillatiefrequentie kan eenvoudig worden berekend met de formule f = 1 / (2π * √ [L * C]), aangezien de inductantie van de primaire wikkeling (indien een transformatoraansluiting wordt gebruikt) en de capaciteit van de condensator een circuit met een natuurlijke resonantiefrequentie. Het is belangrijk om te onthouden dat de amplitude van de oscillaties ongeveer 3,14 (Pi) keer groter zal zijn dan de voedingsspanning.
Hier typische componenten, die worden gebruikt voor montage: 5-watt 470 Ohm weerstanden, om de stroom die de poorten laadt te beperken; twee weerstanden van elk 10 kOhm, om de poorten naar min te trekken; Zenerdiodes voor 12, 15 of 18 volt, om de poorten te beschermen tegen overschrijding toegestane spanning; en UF4007-diodes voor het ontladen van de poorten via de tegenoverliggende armen van het circuit.
De IRFP250 en IRFP260 FET's zijn zeer geschikt voor deze ZVS-driver. Indien gewenst natuurlijk extra koeling, dan moet elke transistor op een aparte radiator worden geïnstalleerd, omdat de transistors niet gelijktijdig werken. Als er slechts één radiator is, is het noodzakelijk om isolerende ondergronden te gebruiken. De voeding van het circuit mag niet hoger zijn dan 36 volt, dit komt door: gebruikelijke beperkingen voor poorten.
Als het circuit geen middelpunt heeft, plaatsen ze gewoon twee smoorspoelen in plaats van één op elke schouder en blijft de bedrijfsmodus hetzelfde, precies als bij één smoorspoel.
Inmiddels zijn op Aliexpress al producten verschenen op basis van dit zelfoscillerende ZVS-circuit, zowel met één choke als met twee. De versie met dubbele smoorspoel is vooral nuttig als resonantievoeding voor verwarmingsspoelen zonder middelpunt.
Misschien hoeft u na het lezen van dit artikel geen radiatoren van dezelfde grootte op transistors te installeren.
Vertaling van dit artikel.
Een klein berichtje van de vertaler:
eerst, in deze vertaling er kunnen ernstige problemen zijn met de vertaling van termen, ik heb niet genoeg met elektrotechniek en circuits omgegaan, maar toch weet ik iets; Ik heb ook geprobeerd alles zo duidelijk mogelijk te vertalen, dus gebruikte ik geen begrippen als bootstrap, MOS-transistor, etc. Ten tweede, als het al moeilijk is om een spelfout te maken (lof tekstverwerkers met de aanduiding van fouten), is het vrij eenvoudig om een fout in interpunctie te maken.
En op deze twee punten vraag ik je om me zo hard mogelijk in de reacties te trappen.
Laten we nu meer hebben over het onderwerp van het artikel - met alle verschillende artikelen over de constructie van verschillende Voertuig grondweergave (auto's) op MK, op Arduino, op<вставить название>, wordt het ontwerp van de schakeling zelf, en meer nog het aansluitschema van de motor, niet voldoende gedetailleerd beschreven. Het ziet er meestal zo uit:
- we nemen de motor
- wij nemen de componenten
- we verbinden de componenten en de motor
- …
- WINST!1!
Maar om meer te bouwen complexe schema's dan voor het eenvoudig draaien van een PWM-motor in één richting via L239x, is kennis van volledige bruggen (of H-bruggen), veldeffecttransistoren (of MOSFET's) en van de stuurprogramma's daarvoor meestal vereist. Als niets beperkt is, kunnen p-kanaal en n-kanaal transistors worden gebruikt voor een volledige brug, maar als de motor krachtig genoeg is, moeten eerst de p-kanaal transistors worden gewogen grote hoeveelheid radiatoren, dan koelers toevoegen, maar als het jammer is om ze weg te gooien, dan kun je andere soorten koeling proberen, of gewoon alleen n-kanaals transistors in het circuit gebruiken. Maar er is een klein probleem met n-kanaaltransistors - ze "op een vriendschappelijke manier" openen kan soms behoorlijk moeilijk zijn.
Dus ik was op zoek naar iets om me te helpen met componeren juiste schema en ik vond een artikel op de blog van een jonge man genaamd Syed Tahmid Mahbub. Ik besloot dit artikel te delen.
In veel situaties moeten we veldeffecttransistoren gebruiken als schakelaars op het hoogste niveau. Ook moeten we in veel situaties veldeffecttransistoren gebruiken als schakelaars van zowel het hogere als het lagere niveau. Bijvoorbeeld in brugschakelingen. In onvolledige brugcircuits hebben we 1 MOSFET op hoog niveau en 1 MOSFET op laag niveau. In full bridge-circuits hebben we 2 high-level MOSFET's en 2 low-level MOSFET's. In dergelijke situaties moeten we zowel stuurprogramma's op hoog als laag niveau samen gebruiken. De meest gebruikelijke manier om veldeffecttransistors in dergelijke gevallen te besturen, is door de driver van de toetsen van de lagere en te gebruiken hogere niveaus voor MOSFET. Veruit de meest populaire driver-IC is de IR2110. En in dit artikel / tutorial zal ik erover praten.
U kunt de documentatie voor de IR2110 downloaden van de IR-website. Hier is de downloadlink: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Laten we eerst eens kijken naar het blokschema en de beschrijving en pinlocaties:
Figuur 1 - Functioneel blokschema van de IR2110
Afbeelding 2 - IR2110-pinout
Afbeelding 3 - Beschrijving van IR2110-pinnen
Het is ook vermeldenswaard dat de IR2110 wordt geleverd in twee pakketten: een 14-pins PDIP voor pinmontage en een 16-pins SOIC voor oppervlaktemontage.
Laten we het nu hebben over verschillende contacten.
VCC is de voeding op laag niveau, moet tussen 10V en 20V zijn. VDD is het logische vermogen voor de IR2110, het moet tussen + 3V en + 20V zijn (ten opzichte van VSS). De werkelijke spanning die u kiest, hangt af van het spanningsniveau van de ingangssignalen. Hier is de grafiek:
Figuur 4 - Afhankelijkheid van logische 1 van voeding
Meestal wordt een VDD van + 5V gebruikt. Bij VDD = + 5V is de ingangsdrempel van logica 1 iets hoger dan 3V. Dus, wanneer VDD = + 5V, kan de IR2110 worden gebruikt om een belasting aan te sturen wanneer de "1"-ingang hoger is dan 3 (enigszins) volt. Dit betekent dat de IR2110 voor bijna alle circuits kan worden gebruikt, aangezien de meeste circuits meestal worden gevoed door ongeveer 5V. Wanneer u microcontrollers gebruikt, uitgangsspanning hoger zal zijn dan 4V (de microcontroller heeft immers vaak VDD = + 5V). Wanneer een SG3525 of TL494 of andere PWM-controller wordt gebruikt, is het waarschijnlijk dat deze met een spanning groter dan 10V moeten worden gevoed, wat betekent dat de uitgangen meer dan 8V zullen zijn met een logische. Zo kan de IR2110 bijna overal worden gebruikt.
U kunt de VDD ook verlagen tot ongeveer + 4V als u een microcontroller of een andere chip gebruikt die een uitvoer van 3,3 V levert (bijv. dsPIC33). Bij het ontwerpen van circuits met de IR2110 merkte ik dat het circuit soms niet werkte zoals verwacht als de VDD van de IR2110 was ingesteld op minder dan + 4V. Daarom raad ik het gebruik van VDD onder + 4V niet aan. In de meeste van mijn circuits hebben de signaalniveaus geen spanning lager dan 4V als "1" en daarom gebruik ik VDD = + 5V.
Als om de een of andere reden in het circuit het niveau van het logische "1" -signaal een spanning van minder dan 3V heeft, moet u een niveau-omzetter / niveau-vertaler gebruiken, dit zal de spanning tot aanvaardbare limieten verhogen. In dergelijke situaties raad ik aan om te verhogen naar 4V of 5V en de VDD = + 5V van de IR2110 te gebruiken.
Laten we het nu hebben over VSS en COM. VSS is het land voor logica. COM is "low return" - in feite de lage grond van de bestuurder. Het lijkt misschien alsof ze onafhankelijk zijn, en je zou kunnen denken dat het mogelijk is om de driveruitgangen en de driversignaallogica te isoleren. Dat zou echter verkeerd zijn. Hoewel de IR2110 niet intern is aangesloten, is hij een niet-geïsoleerde driver, wat betekent dat VSS en COM beide op aarde moeten worden aangesloten.
HIN en LIN zijn logische ingangen. Een hoog signaal op HIN betekent dat we de hoge toets willen besturen, dat wil zeggen dat een hoog niveau wordt uitgevoerd naar HO. Laag signaal op HIN betekent dat we de MOSFET op hoog niveau willen uitschakelen, dat wil zeggen dat een uitvoer op laag niveau wordt uitgevoerd op HO. De HO-uitgang, hoog of laag, wordt niet beschouwd als relatief ten opzichte van aarde, maar ten opzichte van VS. We zullen snel zien hoe versterkende circuits(diode + condensator), die VCC, VB en VS gebruiken, zorgen voor een zwevende voeding om de MOSFET aan te sturen. VS is een zwevende vermogensretour. Bij een hoog niveau is het niveau bij HO gelijk aan het niveau bij VB, ten opzichte van VS. Op een laag niveau is het niveau bij HO VS, ten opzichte van VS vrijwel nul.
Een hoog LIN-signaal betekent dat we een lage schakelaar willen aansturen, dat wil zeggen dat er een hoge output wordt gemaakt op LO. Een laag LIN-signaal betekent dat we de MOSFET met laag niveau willen uitschakelen, dat wil zeggen dat een pin van laag niveau wordt toegepast op LO. De uitgang naar LO wordt beschouwd als relatief ten opzichte van de grond. Wanneer het signaal hoog is, is het niveau in LO hetzelfde als in VCC, ten opzichte van VSS, effectief geaard. Wanneer het signaal laag is, is het niveau in LO hetzelfde als in de VSS, ten opzichte van de VSS, in feite nul.
SD wordt gebruikt als stopcontrole. Wanneer het niveau laag is, is de IR2110 ingeschakeld - de stopfunctie is uitgeschakeld. Als deze pin hoog is, worden de uitgangen uitgeschakeld, waardoor de IR2110 niet kan worden bediend.
Laten we nu eens kijken naar veelvoorkomende configuraties met IR2110 om MOSFET's aan te sturen als hoge en lage schakelaars - halfbrugcircuits.
Afbeelding 5 - Basisschakeling op IR2110 voor halfbrugbesturing
D1, C1 en C2 vormen samen met de IR2110 een versterkerschakeling. Wanneer LIN = 1 en Q2 aan is, worden C1 en C2 opgeladen tot VB aangezien één diode zich onder + VCC bevindt. Wanneer LIN = 0 en HIN = 1, wordt de lading op C1 en C2 gebruikt om extra spanning toe te voegen, in dit geval VB, boven het niveau van de Q1-bron om Q1 aan te sturen in de high-key configuratie. Er moet een voldoende grote capaciteit worden gekozen voor C1 om voldoende te zijn om te voorzien in vereiste lading voor Q1 om Q1 de hele tijd aan te houden. C1 mag ook niet te veel capaciteit hebben, omdat het laadproces lang zal duren en het spanningsniveau niet genoeg zal stijgen om de MOSFET aan te houden. Hoe langere tijd vereist wanneer ingeschakeld, hoe meer capaciteit nodig is. Een lagere frequentie vereist dus een hogere C1-capaciteit. Hogere vulfactoren vereisen hogere capaciteiten C1. Natuurlijk zijn er formules voor het berekenen van de capaciteit, maar hiervoor moet je veel parameters kennen, en sommige kennen we misschien niet, bijvoorbeeld de lekstroom van een condensator. Daarom heb ik zojuist de geschatte capaciteit geschat. Voor lage frequenties zoals 50Hz gebruik ik een capaciteit van 47μF tot 68μF. Voor hoge frequenties zoals 30-50kHz gebruik ik 4,7μF tot 22μF. Sinds we gebruiken elektrolytische condensator dan moet parallel aan deze condensator een keramische condensator worden gebruikt. De keramische condensator is optioneel als de boostercondensator tantaal is.
D2 en D3 ontladen de poort van de MOSFET's snel, omzeilen de poortweerstanden en verminderen de uitschakeltijd. R1 en R2 zijn stroombegrenzende poortweerstanden.
MOSV kan maximaal 500V zijn.
VCC moet afkomstig zijn van een bron zonder interferentie. U moet filter- en ontkoppelingscondensatoren installeren van + VCC naar aarde voor filtering.
Laten we nu eens kijken naar een paar voorbeelden van circuits met de IR2110.
Afbeelding 6 - Schema met IR2110 voor een hoogspannings-halfbrug
Afbeelding 7 - Schema met IR2110 voor een volledige hoogspanningsbrug met onafhankelijke toetsbediening (klikbaar)
In figuur 7 zien we een IR2110 die wordt gebruikt om een volledige brug aan te drijven. Er is niets ingewikkelds aan, en ik denk dat je het nu al begrijpt. Hier kun je ook een vrij populaire vereenvoudiging toepassen: we verbinden HIN1 met LIN2 en we verbinden HIN2 met LIN1, dus we krijgen controle over alle 4 de toetsen met slechts 2 ingangssignalen, in plaats van 4, dit wordt getoond in figuur 8.
Afbeelding 8 - Schema met IR2110 voor een volledige hoogspanningsbrug met toetsbediening met twee ingangen (klikbaar)
Afbeelding 9 - Schema met IR2110 als hoogspanningsdriver op het hoogste niveau
In Afbeelding 9 zien we dat de IR2110 wordt gebruikt als de driver op het hoogste niveau. De schakeling is vrij eenvoudig en heeft dezelfde functionaliteit als hierboven beschreven. Er is één ding om te overwegen - aangezien we niet langer een low-level schakelaar hebben, moet er een belasting zijn aangesloten van OUT naar aarde. Anders kan de versterkercondensator niet opladen.
Afbeelding 10 - Schema met IR2110 als low-level driver
Afbeelding 11 - Schema met IR2110 als dubbele low-level driver
Als je problemen hebt met de IR2110 en alles blijft crashen, branden of exploderen, dan weet ik zeker dat dat komt omdat je geen gate-source weerstanden gebruikt, in de veronderstelling natuurlijk dat je alles zorgvuldig ontwerpt. VERGEET NOOIT WEERSTANDEN OP DE BRONSLUITER... Mocht je interesse hebben, dan kun je hier mijn ervaring ermee lezen (ook leg ik uit waarom weerstanden schade voorkomen).
