Kraftfulla MOSFET-fälteffekttransistorer är bra för alla, förutom en liten nyans - det är ofta omöjligt att ansluta dem direkt till stiften på mikrokontrollern.
Detta beror för det första på det faktum att tillåtna strömmar för mikrokontrollerstift sällan överstiger 20 mA, och för mycket snabbt byte MOSFETs (med bra fronter), när du mycket snabbt behöver ladda eller ladda ur grinden (som alltid har viss kapacitet), kräver strömmar som är en storleksordning större.
Och för det andra är styrenhetens strömförsörjning vanligtvis 3 eller 5 volt, vilket i princip tillåter direkt styrning endast av en liten klass av fältarbetare (kallad logisk nivå). Och med tanke på att vanligtvis strömförsörjningen till styrenheten och strömförsörjningen för resten av kretsen har en gemensam negativ tråd, denna klass reduceras uteslutande till N-kanal "logisk nivå" fältenheter.
En av lösningarna i denna situation är användningen av speciella mikrokretsar - drivrutiner, som är exakt utformade för att dra stora strömmar genom fältportarna. Detta alternativ är dock inte utan sina nackdelar. För det första är drivrutiner inte alltid tillgängliga i butikerna, och för det andra är de ganska dyra.
I detta avseende uppstod idén att göra en enkel, billig, lös drivrutin som kunde användas för att styra både N-kanal och P-kanal fältenheter i alla lågspänningskretsar, låt oss säga volt upp till 20. Lyckligtvis, som en riktig radiojunkie, har jag massor av alla typer av elektroniskt skräp, så efter en rad experiment föddes detta schema:
- R1=2,2 kOhm, R2=100 Ohm, R3=1,5 kOhm, R4=47 Ohm
- D 1 - diod 1N4148 (glaspipa)
- T 1, T 2, T 3 - transistorer KST2222A (SOT-23, märkning 1P)
- T 4 - transistor BC807 (SOT-23, märkning 5C)
Kapacitansen mellan Vcc och Out symboliserar anslutningen av en P-kanals fältomkopplare, kapacitansen mellan Out och Gnd symboliserar anslutningen av en N-kanals fältomkopplare (grindkapacitansen för dessa fältomkopplare).
Den streckade linjen delar kretsen i två steg (I och II). I det här fallet fungerar det första steget som en effektförstärkare och det andra steget som en strömförstärkare. Funktionen av kretsen beskrivs i detalj nedan.
Så. Om ingången In visas hög nivå signal, sedan öppnar transistorn T1, transistorn T2 stängs (eftersom potentialen vid dess bas faller under potentialen vid emittern). Som ett resultat stänger transistorn T3 och transistorn T4 öppnas och genom den laddas den anslutna fältomkopplarens grindkapacitans upp. (Basströmmen för transistorn T4 flyter längs banan E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).
Om ingången In visas låg nivå signal, då händer allt tvärtom - transistorn T1 stängs, vilket resulterar i att potentialen för basen av transistorn T2 ökar och den öppnas. Detta gör i sin tur att transistorn T3 slås på och transistorn T4 slås av. Grindkapacitansen för den anslutna fältomkopplaren laddas om genom den öppna transistorn T3. (Basströmmen för transistorn T3 flyter längs vägen Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3).
Det är i princip hela beskrivningen, men vissa punkter kräver förmodligen ytterligare förklaring.
Först, vad är transistor T2 och diod D1 i det första steget? Allt är väldigt enkelt här. Det är inte för inte som jag skrev ovanför banorna för flödet av basströmmar för utgångstransistorerna olika stater schema. Titta på dem igen och föreställ dig vad som skulle hända om det inte fanns någon transistor T2 med selen. I detta fall skulle transistorn T4 låsas upp av en stor ström (vilket betyder transistorns basström) som flyter från ututgången genom öppna T1 och R2, och transistorn T3 skulle låsas upp av en liten ström som flyter genom motståndet R3. Detta skulle resultera i en mycket lång framkant av utgångspulserna.
Jo, för det andra kommer nog många att vara intresserade av varför motstånd R2 och R4 behövs. Jag kopplade in dem för att åtminstone något begränsa toppströmmen genom baserna på utgångstransistorerna, samt för att slutligen utjämna pulsernas fram- och bakkant.
Den sammansatta enheten ser ut så här:
Drivrutinlayouten är gjord för SMD-komponenter och på ett sådant sätt att den enkelt kan anslutas till enhetens huvudkort (i vertikalt läge). Det vill säga, på huvudkortet kan vi ha en halvbrygga eller något annat installerat, och allt som återstår är att koppla in den vertikalt i denna bräda på rätt ställen förarbrädor.
Ledningarna har några egenheter. För att radikalt minska storleken på kortet var vi tvungna att "något felaktigt" dirigera T4-transistorn. Innan du löder den på brädan måste du vända den nedåt (märkt) och böja in benen baksidan(till styrelsen).
Som du kan se är fronternas varaktighet praktiskt taget oberoende av matningsspänningsnivån och är något mer än 100 ns. Enligt min mening ganska bra för en sådan budgetdesign.
För närvarande MOSFETs och IGBT transistorer. Om vi betraktar dessa transistorer som en belastning för deras styrkrets, så är de kondensatorer med en kapacitet på tusentals picofarads. För att öppna transistorn måste denna kapacitet laddas, och vid stängning måste den laddas ur, och så snabbt som möjligt. Detta måste göras inte bara för att din transistor ska hinna arbeta på höga frekvenserÅh. Ju högre gate-spänning för transistorn, desto lägre kanalresistans för MOSFET eller desto lägre är kollektor-emitter-mättnadsspänningen för IGBT-transistorer. Tröskelspänningen för öppningstransistorer är vanligtvis 2–4 volt, och den maximala vid vilken transistorn är helt öppen är 10–15 volt. Därför bör en spänning på 10-15 volt appliceras. Men även i detta fall laddas inte grindkapacitansen omedelbart och under en tid arbetar transistorn i den olinjära delen av sin karaktäristik med ett högt kanalmotstånd, vilket leder till ett stort spänningsfall över transistorn och dess överdrivna uppvärmning. Detta är den så kallade manifestationen av Miller-effekten.
För att gate-kapacitansen snabbt ska laddas och transistorn ska öppnas är det nödvändigt att din styrkrets kan ge så mycket laddningsström som möjligt till transistorn. Grindkapacitansen för transistorn kan hittas från passdata för produkten och vid beräkning bör du ta Cvx = Ciss.
Låt oss till exempel ta MOSFET-transistorn IRF740. Den har följande egenskaper som intresserar oss:
Öppningstid (stigtid - Tr) = 27 (ns)
Stängningstid (Hösttid - Tf) = 24 (ns)
Ingångskapacitans - Ciss = 1400 (pF)
Vi beräknar transistorns maximala öppningsström som:
Vi bestämmer transistorns maximala stängningsström med samma princip:
Eftersom vi vanligtvis använder 12 volt för att driva styrkretsen kommer vi att bestämma det strömbegränsande motståndet med Ohms lag.
Det vill säga motstånd Rg=20 Ohm, enligt standard E24-serien.
Observera att det inte är möjligt att styra en sådan transistor direkt från styrenheten. Jag kommer att introducera att den maximala spänningen som styrenheten kan ge kommer att vara inom 5 volt, och den maximala strömmen inom 50 mA. Styrenhetens utgång kommer att överbelastas, och transistorn kommer att uppvisa Miller-effekten, och din krets kommer att misslyckas mycket snabbt, eftersom någon, antingen regulatorn eller transistorn, kommer att överhettas först.
Därför är det nödvändigt att välja rätt förare.
Drivrutinen är en pulseffektförstärkare och är utformad för att styra strömbrytare. Drivrutiner kan vara övre och nedre nycklar separat, eller kombineras i ett hus till en övre och nedre nyckeldrivrutin, till exempel, som IR2110 eller IR2113.
Baserat på informationen som presenteras ovan måste vi välja en drivrutin som kan upprätthålla transistorns grindström Ig = 622 mA.
Därför kommer vi att använda IR2011-drivrutinen som kan stödja en gateström Ig = 1000 mA.
Det är också nödvändigt att ta hänsyn till den maximala belastningsspänningen som omkopplarna kommer att byta. I I detta fall det är lika med 200 volt.
Nästa, mycket viktig parameterär låshastigheten. Detta eliminerar flödet av genomströmmar i push-pull-kretsarna som visas i figuren nedan, vilket orsakar förluster och överhettning.
Om du noggrant läser början av artikeln, kan du enligt transistorns passdata se att stängningstiden bör vara mindre än öppningstiden och följaktligen bör avstängningsströmmen vara högre än öppningsströmmen. >Ir. Det är möjligt att ge en större stängningsström genom att minska resistansen Rg, men då kommer även öppningsströmmen att öka, detta kommer att påverka storleken på kopplingsspänningsstöten vid avstängning, beroende på hastigheten för strömavklingningen di/dt. Ur denna synvinkel är en ökning av växlingshastigheten en till stor del negativ faktor som minskar enhetens tillförlitlighet.
I det här fallet kommer vi att dra nytta av den anmärkningsvärda egenskapen hos halvledare att passera ström i en riktning och installera en diod i grindkretsen som kommer att passera avstängningsströmmen för transistorn If.
Således kommer grindströmmen Ir att flyta genom motståndet R1, och grindströmmen If kommer att flyta genom dioden VD1, och eftersom resistansen för diodens p–n-övergång är mycket mindre än resistansen för motståndet R1, då är If>Ir . För att säkerställa att avstängningsströmmen inte överstiger dess värde, ansluter vi ett motstånd i serie med dioden, vars resistans kommer att bestämmas genom att försumma diodens motstånd i öppet tillstånd.
Låt oss ta den närmaste mindre från standardserien E24 R2=16 Ohm.
Låt oss nu titta på vad namnet på drivrutinen för den övre nyckeln och den nedre nyckeln betyder.
Det är känt att MOSFET- och IGBT-transistorer styrs av spänning, nämligen gate-source-spänningen (Gate-Source) Ugs.
Vilka är de övre och nedre tangenterna? Figuren nedan visar ett halvbrodiagram. Detta schema innehåller de övre och nedre tangenterna, VT1 respektive VT2. Den övre omkopplaren VT1 är ansluten av avloppet till den positiva matningen Vcc, och av källan till belastningen och måste öppnas av en spänning som appliceras i förhållande till källan. Den nedre nyckeln, avloppet är anslutet till lasten, och källan är ansluten till strömförsörjningen negativ (jord), och måste öppnas av spänning som appliceras i förhållande till jorden.
Och om allt är väldigt tydligt med den nedre tangenten, applicera 12 volt på den - den öppnas, applicera 0 volt på den - den stänger, då behöver du för den övre tangenten särskild ordning, vilket kommer att öppna den i förhållande till spänningen vid transistorns källa. Detta schema är redan implementerat i drivrutinen. Allt vi behöver är att lägga till förstärkningskapacitans C2 till föraren, som kommer att laddas av förarens matningsspänning, men i förhållande till transistorns källa, som visas i figuren nedan. Det är med denna spänning som den övre nyckeln kommer att låsas upp.
Denna krets är ganska användbar, men användningen av en booster-kapacitans gör att den kan fungera inom smala intervall. Denna kapacitans laddas när den nedre transistorn är öppen och kan inte vara för stor om kretsen måste arbeta vid höga frekvenser, och kan inte heller vara för liten när den arbetar vid låga frekvenserÅh. Det vill säga, med den här designen kan vi inte hålla den övre omkopplaren öppen på obestämd tid, den kommer att stängas omedelbart efter att kondensatorn C2 har laddats ur, men om vi använder en större kapacitans kanske den inte hinner laddas om till nästa driftsperiod av transistorn; .
Vi har stött på detta problem mer än en gång och mycket ofta varit tvungna att experimentera med att välja en boosterkapacitans när vi ändrar kopplingsfrekvensen eller kretsens driftalgoritm. Problemet löstes med tiden och mycket enkelt, på det mest pålitliga och "nästan" billiga sättet. När vi studerade den tekniska referensen för DMC1500 blev vi intresserade av syftet med P8-kontakten.
Efter att noggrant ha läst manualen och noggrant förstått kretsen för hela enheten, visade det sig att detta är en kontakt för att ansluta en separat, galvaniskt isolerad strömförsörjning. Vi ansluter minus av strömförsörjningen till källan till den övre omkopplaren och plus till ingången på Vb-drivrutinen och det positiva benet på boosterkapacitansen. Således laddas kondensatorn konstant, vilket gör det möjligt att hålla den övre nyckeln öppen så länge som nödvändigt, oavsett tillståndet för den nedre tangenten. Detta tillägg till schemat låter dig implementera vilken nyckelväxlingsalgoritm som helst.
Som strömkälla för laddning av boosterkapacitansen kan du använda antingen en konventionell transformator med en likriktare och ett filter, eller en DC-DC-omvandlare.
"ZVS-drivrutinen" (Zero Voltage Switching) är en mycket enkel och därför ganska vanlig lågspänningsgenerator. Den är sammansatt enligt ett enkelt schema, samtidigt som effektiviteten detta beslut kan nå 90 % och över. För att montera enheten räcker det med en choke, ett par fälteffekttransistorer, fyra motstånd, två dioder, två zenerdioder och en fungerande oscillerande krets med en mittpunkt på spolen. Du kan klara dig utan mittpunkten, och vi kommer att prata om detta senare.
Du kan hitta många implementeringar av den här kretsen på nätverket, inklusive induktionsvärmare, induktionsspisar, högspänningstransformatorer och helt enkelt högfrekventa spänningsomvandlare. Kretsen liknar en Royer-generator, men den är inte en. Låt oss titta på hur detta schema fungerar.
När ström tillförs kretsen börjar ström att flyta till avloppen för båda fälteffekttransistorerna, samtidigt laddas gate-kapacitanserna genom motstånden. Eftersom fälteffekttransistorerna inte är helt identiska öppnar en av dem (till exempel Q1) snabbare och börjar leda ström, medan den andra transistorns Q2 gate urladdas genom dioden D2, som därmed hålls säkert stängd.
Eftersom ordningen omfattar oscillerande krets, spänningen vid kollektorn för den slutna fälteffekttransistorn Q2 först ökar, men minskar sedan, passerar genom noll, i vilket ögonblick grinden för den öppna fälteffekttransistorn Q1 snabbt laddas ur, och öppna först transistorn Q1 är nu avstängd, och eftersom den nu är låst, är dess drain inte längre noll, och gate av den andra transistorn Q2 laddas snabbt upp genom motståndet, och den andra transistorn Q2 öppnas nu, medan gate av transistor Q1 genom dioden D1.
Efter en halv period upprepas allt precis tvärtom - den andra transistorn kommer att stänga, och den första kommer att öppna, etc. På detta sätt kommer sinusformade självsvängningar att uppstå i kretsen. Choke L1 begränsar matningsströmmen och jämnar ut små kopplingsstötar.
Det är lätt att märka att avstängningen av båda fälteffekttransistorerna sker vid nollspänning vid deras avlopp, när strömmen i loopspolen är maximal, vilket innebär att kopplingsförlusterna minimeras, och även med en enhetseffekt på 1 kW (till exempel för), nycklarna behöver bara små radiatorer. Detta förklarar den stora populariteten för detta system.
Frekvensen av självsvängningar kan enkelt beräknas med formeln f = 1/(2π*√[L*C]), eftersom induktansen för primärlindningen (om en transformatoranslutning används) och kondensatorns kapacitans en krets som har sin egen resonansfrekvens. Det är viktigt att komma ihåg att amplituden på svängningarna kommer att vara ungefär 3,14 (Pi) gånger större än matningsspänningen.
Här typiska komponenter som används för montering: fem-watts 470 Ohm motstånd för att begränsa strömmen som laddar grindarna; två 10 kOhm motstånd för att dra grindarna till minus; Zenerdioder för 12, 15 eller 18 volt, för att skydda grindarna från att överskrida tillåten spänning; och UF4007-dioder för att ladda ur grindarna genom kretsens motsatta armar.
Fälteffekttransistorer IRFP250 och IRFP260 är väl lämpade för denna ZVS-drivrutin. Naturligtvis, om det behövs ytterligare kylning, då måste varje transistor installeras på en separat radiator, eftersom transistorerna inte fungerar samtidigt. Om det bara finns en radiator, är användningen av isolerande substrat obligatorisk. Strömförsörjningen till kretsen bör inte överstiga 36 volt, detta beror på normala restriktioner för luckor.
Om kretsen inte har någon mittpunkt, installerar du helt enkelt två choker istället för en på varje arm, och driftläget förblir detsamma, precis som med en gasreglage.
Samtidigt har produkter baserade på denna ZVS självsvängande krets redan dykt upp på Aliexpress, både med en induktor och med två. Varianten med två chokes är särskilt bekväm som resonansströmförsörjning för värmeinduktorer utan mittpunkt.
Efter att ha läst den här artikeln kanske du inte behöver installera radiatorer av samma storlek på transistorer.
Översättning av denna artikel.
Ett kort meddelande från översättaren:
För det första i denna översättning det kan finnas allvarliga problem med översättningen av termer, jag har inte studerat elteknik och kretsdesign tillräckligt, men jag vet fortfarande något; Jag försökte också översätta allt så tydligt som möjligt, så jag använde inte begrepp som bootstrap, MOSFET osv. För det andra, om stavning nu är svårt att göra ett misstag (beröm ordbehandlare anger fel), är det ganska lätt att göra ett misstag i skiljetecken.
Och på dessa två punkter ber jag er att sparka mig i kommentarerna så hårt som möjligt.
Låt oss nu prata mer om ämnet för artikeln - med alla de olika artiklarna om konstruktionen av olika Fordon markvy (bilar) på MK, på Arduino, på<вставить название>, konstruktionen av själva kretsen, mycket mindre motoranslutningskretsen, beskrivs inte tillräckligt detaljerat. Det brukar se ut så här:
- ta motorn
- ta komponenterna
- anslut komponenterna och motorn
- …
- VINST!1!
Men att bygga mer komplexa kretsar Istället för att bara vrida en PWM-motor i en riktning genom L239x krävs vanligtvis kunskap om hela bryggor (eller H-bryggor), fälteffekttransistorer (eller MOSFETs) och, ja, drivrutiner för dem. Om inget begränsar det kan du använda p-kanals- och n-kanalstransistorer för hela bryggan, men om motorn är tillräckligt kraftfull måste p-kanalstransistorerna vägas först stor mängd radiatorer, lägg sedan till kylare, men om det är synd att slänga dem kan du prova andra typer av kylning, eller helt enkelt bara använda n-kanalstransistorer i kretsen. Men det finns ett litet problem med n-kanalstransistorer - det kan ibland vara ganska svårt att öppna dem "på ett vänskapligt sätt".
Så jag letade efter något som kunde hjälpa mig med sammanställningen rätt schema, och jag hittade en artikel på bloggen om en ung man som heter Syed Tahmid Mahbub. Jag bestämde mig för att dela denna artikel.
I många situationer måste vi använda FET som högnivåomkopplare. I många situationer måste vi också använda fälteffekttransistorer som switchar för både de övre och nedre nivåerna. Till exempel i bryggkretsar. I partiella bryggkretsar har vi 1 högnivå MOSFET och 1 lågnivå MOSFET. I hela bryggkretsar har vi 2 högnivå MOSFETs och 2 lågnivå MOSFETs. I sådana situationer kommer vi att behöva använda både hög- och lågnivåförare tillsammans. Det vanligaste sättet att styra fälteffekttransistorer i sådana fall är att använda en lägre och lägre strömbrytare. övre nivåerna för MOSFET. Utan tvekan är det mest populära drivrutinchippet IR2110. Och i denna artikel/lärobok kommer jag att prata om just det.
Du kan ladda ner dokumentation för IR2110 från IR-webbplatsen. Här är nedladdningslänken: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Låt oss först ta en titt på blockschemat, samt beskrivningen och placeringen av stiften:
Figur 1 - Funktionsblockschema för IR2110
Figur 2 - IR2110 pinout
Figur 3 - Beskrivning av IR2110-stift
Det är också värt att nämna att IR2110 kommer i två paket - en 14-stifts PDIP-pinout och en 16-stifts SOIC-ytmontering.
Låt oss nu prata om olika kontakter.
VCC är strömförsörjningen på låg nivå, bör vara mellan 10V och 20V. VDD är logikförsörjningen för IR2110, den bör vara mellan +3V och +20V (relativt VSS). Den faktiska spänningen du väljer att använda beror på ingångssignalernas spänningsnivå. Här är diagrammet:
Figur 4 - Logik 1s beroende av effekt
Vanligtvis används en VDD på +5V. När VDD = +5V är ingångströskeln för logik 1 något högre än 3V. Således, när VDD = +5V, kan IR2110 användas för att styra belastningen när ingång "1" är högre än 3 (vissa) volt. Detta innebär att IR2110 kan användas för nästan alla kretsar, eftersom de flesta kretsar tenderar att drivas på runt 5V. När du använder mikrokontroller, utspänning kommer att vara högre än 4V (trots allt har mikrokontrollern ganska ofta VDD = +5V). När du använder en SG3525 eller TL494 eller annan PWM-kontroller måste du antagligen driva dem med en spänning som är större än 10V, vilket innebär att utsignalerna kommer att vara större än 8V vid logisk ett. Således kan IR2110 användas nästan var som helst.
Du kan också minska VDD till cirka +4V om du använder en mikrokontroller eller något chip som matar ut 3,3V (t.ex. dsPIC33). När jag designade kretsar med IR2110, märkte jag att ibland kretsen inte fungerade ordentligt när VDD på IR2110 var inställd på mindre än +4V. Därför rekommenderar jag inte att använda VDD under +4V. I de flesta av mina kretsar har signalnivåerna inte en spänning mindre än 4V som en "1" och därför använder jag VDD = +5V.
Om nivån på den logiska "1"-signalen av någon anledning har en spänning mindre än 3V, måste du använda en nivåomvandlare/nivåöversättare, det kommer att höja spänningen till acceptabla gränser. I sådana situationer rekommenderar jag att öka till 4V eller 5V och använda IR2110 VDD = +5V.
Låt oss nu prata om VSS och COM. VSS är landet för logik. COM är "low level return" - i grunden förarens låga mark. Det kan se ut som att de är oberoende, och man kan tro att det kanske skulle vara möjligt att isolera drivrutinernas utgångar och förarsignallogiken. Detta skulle dock vara fel. Även om de inte är internt kopplade, är IR2110 en icke-isolerad drivrutin, vilket innebär att både VSS och COM måste vara anslutna till jord.
HIN och LIN är logiska ingångar. En hög signal på HIN betyder att vi vill styra den höga tangenten, det vill säga att högnivåutgången utförs på HO. Låg signal till HIN betyder att vi vill stänga av högnivå MOSFET, det vill säga HO är lågnivåutgången. Utgången till HO, hög eller låg, betraktas inte i förhållande till jord, utan i förhållande till VS. Vi får snart se hur förstärkningskretsar(diod + kondensator) som använder VCC, VB och VS ger flytande kraft för att driva MOSFET. VS är flytande effektretur. På hög nivå är nivån vid HO lika med nivån vid VB, relativt VS. Vid låg nivå är nivån vid HO lika med VS, relativt VS, i praktiken noll.
En hög LIN-signal betyder att vi vill styra lågomkopplaren, det vill säga att högnivåutgången utförs vid LO. En låg LIN-signal betyder att vi vill stänga av lågnivå MOSFET, det vill säga LO är lågnivåutgången. Utgången i LO betraktas i förhållande till jord. När signalen är hög är nivån vid LO densamma som vid VCC, i förhållande till VSS, effektivt jordad. När signalen är låg är nivån i LO densamma som i VSS, relativt VSS, i praktiken noll.
SD används som stoppkontroll. När nivån är låg är IR2110 på - stoppfunktionen är inaktiverad. När detta stift är högt stängs utgångarna av, vilket inaktiverar kontrollen av IR2110.
Låt oss nu ta en titt på en vanlig konfiguration med IR2110 för att driva MOSFETs som höga och låga switchar - halvbrygga kretsar.
Figur 5 - Grundkrets på IR2110 för styrning av halvbrygga
D1, C1 och C2 bildar tillsammans med IR2110 förstärkarkretsen. När LIN = 1 och Q2 är påslagna laddas C1 och C2 till VB-nivå, eftersom en diod är placerad under +VCC. När LIN = 0 och HIN = 1, används laddningen på C1 och C2 för att lägga till ytterligare spänning, VB i detta fall, över Q1-källnivån för att driva Q1 i en hög switchkonfiguration. En tillräckligt stor kapacitet måste väljas vid C1 så att den räcker till erforderlig avgift för Q1, så att Q1 är påslagen hela tiden. C1 bör inte heller ha för mycket kapacitans, eftersom laddningsprocessen kommer att ta lång tid och spänningsnivån inte kommer att öka tillräckligt för att hålla MOSFET påslagen. Hur längre tid krävs när den är påslagen, desto större kapacitet krävs. En lägre frekvens kräver således en större kapacitans Cl. En högre fyllningsfaktor kräver en större kapacitans C1. Naturligtvis finns det formler för att beräkna kapacitans, men för detta behöver du känna till många parametrar, och vi kanske inte känner till några av dem, till exempel läckströmmen för en kondensator. Så jag uppskattade bara den ungefärliga kapaciteten. För låga frekvenser som 50Hz använder jag en kapacitans på 47uF till 68uF. För höga frekvenser som 30-50kHz använder jag kapacitans från 4,7uF till 22uF. Eftersom vi använder Elektrolytkondensator, då bör en keramisk kondensator användas parallellt med denna kondensator. En keramisk kondensator är inte nödvändig om boostkondensatorn är tantal.
D2 och D3 laddar ur grinden av MOSFET snabbt, förbikopplar grindmotstånd och minskar avstängningstiden. R1 och R2 är strömbegränsande grindmotstånd.
MOSV kan vara max 500V.
VCC ska komma från källan utan störningar. Du måste installera filtrerings- och avkopplingskondensatorer från +VCC till jord för filtrering.
Låt oss nu titta på några exempel på kretsar med IR2110.
Figur 6 - Krets med IR2110 för högspänningshalvbrygga
Figur 7 - Krets med IR2110 för en högspänningsfull brygga med oberoende nyckelkontroll (klickbar)
I figur 7 ser vi IR2110 som används för att styra en hel brygga. Det är inget komplicerat med det och jag tror att du redan förstår detta. Du kan också tillämpa en ganska populär förenkling här: vi ansluter HIN1 till LIN2, och vi ansluter HIN2 till LIN1, därigenom får vi kontroll över alla 4 nycklar med endast 2 ingångssignaler, istället för 4, detta visas i figur 8.
Figur 8 - Schema med IR2110 för en högspänningsfull brygga med nyckelkontroll med två ingångar (klickbar)
Figur 9 - Krets med IR2110 som högspänningsdrivenhet på toppnivå
I figur 9 ser vi IR2110 som används som drivrutin på hög nivå. Kretsen är ganska enkel och har samma funktionalitet som beskrivits ovan. En sak som måste beaktas är att eftersom vi inte längre har en lågnivåbrytare så måste det finnas en last kopplad från OUT till jord. Annars kommer förstärkarens kondensator inte att kunna laddas.
Figur 10 - Krets med IR2110 som lågnivådrivrutin
Figur 11 - Krets med IR2110 som en dubbel lågnivådrivrutin
Om du har problem med din IR2110 och allt fortsätter att misslyckas, brinner eller exploderar, är jag ganska säker på att det beror på att du inte använder gate-source resistorer, förutsatt att du designade det noggrant, förstås. GLÖM ALDRIG GATE-SOURCE RESISTORER. Om du är intresserad kan du läsa om min erfarenhet av dem här (jag förklarar också anledningen till att motstånd förhindrar skador).
