AMn FMn KAM ChMn GMSK
OFDM COFDM TCM AMM DM PCM ΣΔ PWM PWM FIM FHSS DSSS CSS

Fasemanipulasjon(FMn, eng. faseforskyvningstasting (PSK)) - en av typene fasemodulasjon, der fasen til bærebølgesvingningen endres brått avhengig av informasjonsmeldingen.

Beskrivelse

Det faseskift-tastede signalet er som følger:

$s\_m\; (t)\; =\; g\; (t)\; \backslash \; cos,$

hvor $g\; (t)$ definerer omhyllingen til signalet; $\backslash \; varphi\_m\; (t)$ er et modulerende signal. $\backslash \; varphi\_m\; (t)$ kan ta $M$ diskrete verdier. $f\_c$- bærefrekvens; $t$- tid.

Hvis $M\; =\; 2$, så kalles faseskift-tasting binær faseskift-tasting(BPSK, B-Binær - 1 bit per faseendring), hvis $M\; =\; 4$ - kvadratur faseskift-tasting(QPSK, Q-Quadro - 2 bits for 1 faseendring), $M\; =\; 8$(8-PSK - 3 bits for 1 faseendring), etc. Dermed antall biter $n$ overført med ett fasehopp er effekten som to heves til for å bestemme antall faser som kreves for å sende $n$- ordinært binært tall.

Faseskift-tastesignal $s\_i\; (t)$ kan sees på som en lineær kombinasjon av to ortonormale signaler $y\_1$ og $y\_2$ :

$S\_m\; (t)\; =\; S\_1\; Y\_1\; +\; S\_2\; Y\_2,$

$Y\_1\; (t)\; =\; \backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2)\; (E\_g))\; S\_1\; (t)\; \backslash \; cos,$ $Y\_2\; (t)\; =\; -\; \backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2)\; (E\_g))\; S\_2\; (t)\; \backslash \; sin.$

Altså signalet $S\_m\; (t)$ kan betraktes som en todimensjonal vektor $$... Hvis verdiene $S\_1\; (m,\; \backslash ;\; M)$ plott langs den horisontale aksen, og verdiene $S\_2\; (m,\; \backslash ;\; M)$- vertikalt, peker deretter med koordinater $S\_1\; (m,\; \backslash ;\; M)$ og $S\_2\; (m,\; \backslash ;\; M)$ vil danne romdiagrammene vist i figurene.

BPSK Grey Coded.svg

Binary Phase Shift Keying (BPSK)

QPSK Grey Coded.svg

Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)

8PSK Grey Coded.svg

Octal Phase Shift Keying (8-PSK)

Binær faseskifttasting

Koherent deteksjon

Litt feil sannsynlighet(eng. BER - Bit Feilfrekvens) for binær PSK i en kanal med additiv hvit Gaussisk støy (AWGN) kan beregnes med formelen:

$P\_b\; =\; Q\; \backslash \; venstre\; (\backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2E\_b)\; (N\_0))\; \backslash \; høyre),$

$Q\; (x)\; =\; \backslash \; frac\; (1)\; (\backslash \; sqrt\; (2\; \backslash \; pi))\; \backslash \; int\; \backslash \; limits\_x\; ^\; \backslash \; infty\; e\; ^\; (-\; \backslash \; frac\; (t\; ^\; 2)\; (2))\; \backslash ,\; dt.$

Siden det er 1 bit per tegn, beregnes sannsynligheten for feil per tegn ved å bruke samme formel.

I nærvær av en vilkårlig faseendring introdusert av kommunikasjonskanalen, er demodulatoren ikke i stand til å bestemme hvilket konstellasjonspunkt som tilsvarer 1 og 0. Som et resultat blir dataene ofte differensielt kodet før modulasjon.

Usammenhengende deteksjon

Ved inkoherent deteksjon brukes differensiell binær faseskiftnøkling.

Gjennomføring

Binære data overføres ofte med følgende signaler:

$s\_0\; (t)\; =\; \backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2E\_b)\; (T\_b))\; \backslash \; cos\; (2\; \backslash \; pi\; f\_c\; t)$ for binær "0"; $s\_1\; (t)\; =\; \backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2E\_b)\; (T\_b))\; \backslash \; cos\; (2\; \backslash \; pi\; f\_c\; t\; +\; \backslash \; pi)\; =\; -\; \backslash \; sqrt\; (\backslash \; frac\; (2E\_b)\; (T\_b))\; \backslash \; cos\; (\; 2\; \backslash \; pi\; f\_c\; t\; )$ for binær "1",

hvor $f\_c$ er frekvensen til bærebølgen.

Kvadraturfaseskifttasting

π / 4-QPSK

Her vises to separate konstellasjoner som bruker grå koding som er rotert 45 ° i forhold til hverandre. Vanligvis brukes partall og oddetall for å bestemme punktene til den tilsvarende konstellasjonen. Dette fører til en reduksjon i det maksimale fasehoppet fra 180 ° til 135 °.

På den annen side resulterer bruken av π / 4-QPSK i enkel demodulering og brukes derfor i cellulære systemer med tidsdeling.

PSK av høyere ordrer

FMn med en ordre på mer enn 8 brukes sjelden.

Differensial PSK

Ved implementering av PSK kan problemet med konstellasjonsrotasjon oppstå, for eksempel ved kontinuerlig overføring uten synkronisering. For å løse dette problemet kan koding brukes basert ikke på fasens posisjon, men på endringen.

For eksempel, for DBPSK, endres fasen 180 ° for overføring "1" og forblir uendret for overføring "0".

se også

Skriv en anmeldelse om artikkelen "Phase Shift Keying"

Notater (rediger)

Litteratur

• Prokis, J. Digital kommunikasjon = Digital kommunikasjon / Klovsky D. D .. - M .: Radio og kommunikasjon, 2000. - 800 s. - ISBN 5-256-01434-X.
• Sklar, Bernard. Digital kommunikasjon. Teoretisk grunnlag og praktisk anvendelse = Digital kommunikasjon: Grunnleggende og anvendelser. - 2. utg. - M .: "Williams", 2007. - S. 1104. - ISBN 0-13-084788-7.
• Feer K. Trådløs digital kommunikasjon. Modulasjons- og spredningsspektrumteknikker = Trådløs digital kommunikasjon: modulasjons- og spredningsspekterapplikasjoner. - M .: Radio og kommunikasjon, 2000. - 552 s. - ISBN 5-256-01444-7.

Lenker

Utdrag fra Phase Shift Keying

"Hvordan kan jeg fortelle deg," svarte Natasha, "jeg var forelsket i Boris, i en lærer, i Denisov, men det er ikke det i det hele tatt. Jeg er i fred, bestemt. Jeg vet at det ikke finnes bedre mennesker enn ham, og jeg er så rolig, god nå. Ikke helt det samme som før...
Nikolai uttrykte sin misnøye til Natasha over at bryllupet var utsatt i ett år; men Natasha angrep broren sin rasende og beviste for ham at det ikke kunne være annerledes, at det ville være ille å slutte seg til familien mot farens vilje, at hun selv ønsket det.
«Du forstår ikke i det hele tatt,» sa hun. Nikolai ble stille og var enig med henne.
Broren min ble ofte overrasket når han så på henne. Det var slett ikke som om hun var en kjærlig brud bortsett fra sin forlovede. Hun var jevn, rolig, absolutt blid som før. Dette overrasket Nikolai og fikk ham til og med til å se vantro på Bolkonskys matchmaking. Han trodde ikke at skjebnen hennes allerede var avgjort, spesielt siden han ikke hadde sett prins Andrew sammen med henne. Han fortsatte å tenke at noe var galt i dette antatte ekteskapet.
"Hvorfor forsinkelsen? Hvorfor forlovet du deg ikke?" han tenkte. Etter å ha snakket en gang med moren om søsteren sin, fant han til sin overraskelse og delvis til sin glede ut at moren på samme måte, i dypet av hennes sjel, noen ganger så på dette ekteskapet med mistillit.
«Hun skriver,» sa hun og viste sønnen prins Andreys brev med den hemmelige følelsen av fiendtlighet som en mor alltid har mot datterens fremtidige ekteskapelige lykke. «Hun skriver at hun ikke kommer tidligere enn i desember. Hva slags virksomhet kan forsinke ham? Sikkert en sykdom! Helsen er veldig svak. Ikke fortell Natasha. Ikke se at hun er blid: dette er hennes siste jentetid, og jeg vet hva som skjer med henne hver gang vi mottar brevene hans. Men om Gud vil, alt blir bra, - konkluderte hun hver gang: - han er en utmerket mann.

Første gang han kom, var Nikolai alvorlig og til og med kjedelig. Han ble plaget av det forestående behovet for å gripe inn i disse dumme anliggender i husholdningen, som moren hans hadde tilkalt ham for. For å bli kvitt denne byrden så raskt som mulig, gikk han den tredje dagen etter ankomsten sint, uten å svare på spørsmålet om hvor han skulle, med rynket øyenbryn til Mitenkas uthus og krevde at han skulle redegjøre for alt. Hva disse beretningene om alt var, visste Nikolai enda mindre enn Mitenka, som var kommet til frykt og forvirring. Mitenkas samtale og regnskap varte ikke lenge. Overmannen, valgfaget og zemstvoen, som ventet foran uthuset, hørte med frykt og glede først hvordan stemmen til den unge greven så ut til å nynne og knitre som om hele den stigende stemmen til den unge greven, hørte banningene og forferdelige ordene som regnet ned etter hverandre.
- Skurk! Utakknemlig skapning! ... hugg hunden ... ikke med pappa ... ranet ... - osv.
Da så disse menneskene med like stor glede og frykt hvordan en ung greve, helt rød, med blodskutte øyne, trakk Mitenka i kragen, med stor behendighet, med stor behendighet, på et passende tidspunkt mellom ordene, han dyttet ham i rumpa og ropte: «Kom deg ut! slik at din ånd, din jævel, ikke er her!"
Mitenka fløy hodestups ned seks trinn og løp inn i blomsterbedet. (Dette blomsterbedet var et velkjent område for redning av kriminelle i Otradnoye. Mitenka selv, da han kom beruset fra byen, gjemte seg i dette blomsterbedet, og mange innbyggere i Otradnoye, som gjemte seg for Mitenka, kjente til redningskraften til denne blomsten seng.)
Med skremte ansikter lente Mityas kone og svigerinne ut i vestibylen fra døren til rommet, der en ren samovar kokte og en høy kontoristseng ruvet under en dyne laget av korte stykker.
Den unge greven, pesende, ignorerte dem, gikk forbi dem med avgjørende skritt og gikk inn i huset.
Grevinnen, som umiddelbart gjennom jentene fikk vite om hva som hadde skjedd i uthuset, roet seg på den ene siden ned i den forstand at nå skulle tilstanden deres bli bedre, på den andre siden var hun bekymret for hvordan sønnen skulle tåle det. . Hun gikk på tærne til døren hans flere ganger, og hørte på ham som røykte pipe etter pipe.
Dagen etter kalte den gamle greven sønnen til side og sa til ham med et fryktsomt smil:
– Vet du, du, min sjel, ble forgjeves opphisset! Mitenka fortalte meg alt.
"Jeg visste, tenkte Nikolai, at jeg aldri ville forstå noe her, i denne dumme verden."
– Du er sint for at han ikke kom inn på disse 700 rublene. Tross alt var de skrevet i transporten hans, og du så ikke på en annen side.
– Pappa, han er en skurk og en tyv, jeg vet. Og det han gjorde, det gjorde han. Og hvis du ikke vil, vil jeg ikke si noe til ham.
- Nei, min sjel (greven ble også flau. Han følte at han var en dårlig forvalter av sin kones eiendom og var skyldig før barna sine, men visste ikke hvordan han skulle fikse det) - Nei, jeg ber deg om å bli opptatt, Jeg er gammel, jeg...
- Nei, pappa, du vil tilgi meg hvis jeg gjorde noe ubehagelig for deg; Jeg kan gjøre mindre enn deg.
"Djevelen med dem, med disse mennene og pengene, og kjøretøyene på siden," tenkte han. Selv fra hjørnet ved seks kush forsto jeg en gang, men fra sidetransporten forstår jeg ingenting, "sa han til seg selv, og siden den gang har han ikke vært involvert i forretninger lenger. Bare én gang kalte grevinnen sønnen til seg, fortalte at hun hadde Anna Mikhailovnas regning på to tusen og spurte Nikolai hva han mente å gjøre med ham.
– Og her er hvordan, – svarte Nikolay. – Du sa til meg at det kommer an på meg; Jeg liker ikke Anna Mikhailovna og jeg liker ikke Boris, men de var vennlige med oss ​​og fattige. Så det er hvordan! - og han rev opp regningen, og med denne handlingen fikk han med gledestårer den gamle grevinnen til å hulke. Etter det tok unge Rostov, som ikke lenger grep inn i noen virksomhet, med lidenskapelig entusiasme opp den fortsatt nye virksomheten med hundejakt, som ble innstiftet i stor skala av den gamle greven.

Det var allerede vintervintre, morgenfrosten lenket bakken fuktet med høstregn, greenene hadde allerede drevet bort og knallgrønt skilt fra stripene av brun, utslått vinter og lysegule vårstubber med røde striper av bokhvete. Toppene og skogene, som i slutten av august fortsatt var grønne øyer mellom de svarte åkrene med vintervekster og stubb, ble til gyldne og knallrøde øyer midt i knallgrønne vintervekster. Haren var allerede halvt utslitt (moltet), revekullene begynte å spre seg, og de unge ulvene var større enn hunden. Det var den beste jakttiden. Hundene til den hete, unge jegeren Rostov kom ikke bare inn i jaktkroppen, men ble også slått ut slik at det i jegerrådet ble besluttet å gi hundene hvile i tre dager og 16. september å dra, med start fra kl. eikelunden, hvor det var en urørt ulvekull.
Slik var tingenes tilstand 14. september.
Hele den dagen var jakten hjemme; det var frost og svir, men om kvelden begynte det å bli yngre og tint. Den 15. september, da unge Rostov om morgenen i morgenkåpen så ut av vinduet, så han en morgen som var bedre enn som ingenting kunne være for jakt: som om himmelen smeltet og uten at vinden falt ned til bakken. Den eneste bevegelsen som var i luften var den stille bevegelsen fra topp til bunn av synkende mikroskopiske dråper av tåke eller tåke. Gjennomsiktige dråper hang på de nakne grenene i hagen og falt på bladene som nettopp hadde falt. Jorden i hagen var som en valmue, blank våtsvart, og på ikke langt avstand smeltet sammen med et dunkelt og fuktig tåkedekke. Nikolai gikk ut på verandaen, våt av gjørme, og det luktet vissnende skog og hunder. Milka, en svartfot, bredrygget tispe med store svarte øyne, reiste seg etter å ha sett eieren, strakte seg tilbake og la seg på håret, for så å plutselig hoppe opp og slikke ham rett på nesen og barten. En annen myndehund, som så eieren fra den fargede stien, bøyde ryggen, skyndte seg raskt til verandaen, og løftet regelen (halen), begynte å gni mot bena til Nikolai.
- Å goy! – Jeg hørte på den tiden den der uetterlignelige jaktsubtilen, som i seg selv kombinerer både den dypeste bassen og den tynneste tenoren; og fra rundt hjørnet kom Danilo, jegeren, som ankom og jaktet, en beskåret, gråhåret, rynkete jeger i ukrainske parentes med en bøyd arapnik i hånden og med det uttrykket for uavhengighet og forakt for alt i verden som bare jegere har. Han tok av seg sirkassisk hatt foran mesteren, og så foraktfullt på ham. Denne forakten var ikke fornærmende for mesteren: Nikolai visste at denne foraktelige og fremfor alt Danilo fortsatt var hans mann og jeger.

Med digital faseskift-tasting, fasen til bæreren S (t) skiller seg fra gjeldende fase av den umodulerte bærebølgen med et begrenset antall verdier i samsvar med symbolene til den overførte meldingen MED(t) :

Det er to typer faseskiftnøkling - binær (binær) faseskiftnøkling (BPSK) og kvadraturfaseskiftnøkling (QPSK).

4.2.1 Binær faseskifttasting. Skille mellom absolutt (to-nivå) (AFMP) og relativ (differensiell) (OFMP) fasemanipulasjon. Med AFMP (Figur 4.7, c), endres bærebølgefasen ved hver kant av de overførte signalene. Det resulterende signalet ser slik ut (for en bitperiode):

Binær 1

Binær 0

(4.19)

Signalkonstellasjonen til DPSK-signalet som tilsvarer uttrykk (4.19) er vist i figur (4.8).

Tegning. 4.7 - Absolutt og relativ faseskift-tasting

Tegning. 4.8 - Signalkonstellasjon DPSK-signal

Det bør bemerkes at BPMD er en av de enkleste formene for digital nøkkeling og er mye brukt i telemetri når det genereres bredbåndssignaler. Den største ulempen med DPSK er at når du manipulerer et firkantbølgesignal, oppnås veldig skarpe overganger, og som et resultat opptar signalet et veldig bredt spekter. De fleste BPSK-modulatorer bruker visse typer filtrering som gjør faseovergangene mindre brå, og dermed begrenser signalspekteret. Filtreringsoperasjonen utføres nesten alltid på det modulerende signalet før manipulering (Figur 4.9).

Figur 4.9 - Funksjonsdiagram over dannelsen av DFMP-radiosignalet

Et slikt filter blir ofte referert til som et fundamentalt filter. Når man reduserer frekvensbåndet som er okkupert av radiosignalet ved filtrering, må man imidlertid ta hensyn til det resulterende intersymbolinterferensproblemet.

Her, etter modulatoren, legges det til en radiosignaleffektforsterker og et smalbånds høypassfilter. Hovedformålet med filteret er å dempe senderstrålingen ved frekvenser som er multipler av grunnfrekvensen til bærebølgen; faren for slike utslipp skyldes ikke-lineære effekter i en effektforsterker, som vanligvis oppstår og forsterkes når man prøver å øke effektiviteten til denne forsterkeren. Ofte brukes dette filteret samtidig for mottakeren - det undertrykker sterke eksterne signaler utenfor frekvensbåndet til de ønskede radiosignalene før det konverterer frekvensen nedover.

4.2.2 Quadrature Phase Shift Keying (QPSK). I BPSK bærer ett kanalsymbol en overført bit. Imidlertid, som nevnt ovenfor, kan ett kanalsymbol bære flere informasjonsbiter. For eksempel kan et par påfølgende biter ha fire verdier: (0, 0) (0, 1) (1, 0) (1, 1).

Hvis ett kanalsymbol brukes til å overføre hvert par, kreves det fire kanalsymboler, for eksempel ( s 1 (t), s 2 (t), s 3 (t), s 4 (t)), så M= 4. I dette tilfellet viser overføringshastigheten av symboler i kommunikasjonskanalen seg å være to ganger lavere enn ankomsthastigheten til informasjonsbiter ved inngangen til modulatoren, og derfor kan hvert kanalsymbol nå oppta et varighetsintervall T med = 2T b. Med M-ær faseskift-tasting kan radiosignalet skrives i følgende form:

Her (t) kan ta verdier fra settet:

hvor - en vilkårlig startfase.

I det følgende, i stedet for fire kanalsymboler eller fire radiosignaler, vil vi snakke om et enkelt radiosignal, hvis komplekse amplitude kan ta de fire indikerte verdiene, vist i figur 4.10 i form av en signalkonstellasjon.

Hver gruppe på to biter er representert av en tilsvarende fasevinkel, alle fasevinkler er 90° fra hverandre. Det kan bemerkes at hvert signalpunkt er adskilt fra den reelle eller imaginære aksen med = 45 °.

KFMP-4-signalene kan genereres ved hjelp av en enhet hvis funksjonsdiagram er vist i figur 4.11, og tidsdiagrammene for driften er vist i figur 4.12.

Figur 4.10 - Signalkonstellasjon KFMP-4 radiosignal

Sekvensen av overførte biter 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 0, ... er delt inn i to undersekvenser av oddetall 1, 1, 0, 1, 0, 1 , ... og til og med 0, 1, 0, 0, 1, 0, ... biter med en demultiplekser DD1.

Biter med samme nummer i disse undersekvensene danner par som beleilig blir sett på som komplekse biter; den virkelige delen av en kompleks bit er litt i en merkelig undersekvens Jeg, og den imaginære delen Q- litt jevn etterfølge. I dette tilfellet forsinkes bitene i den odde sekvensen i i-fase-grenen en tid Tb enhet DD2... Videre reduseres varigheten av hver sekvens til en verdi på 2 Tb forlengere DD3 og DD4.

De komplekse bitene som oppnås på denne måten konverteres til en kompleks sekvens av rektangulære elektriske pulser med en varighet på 2 Tb med verdier på +1 eller -1 av deres reelle og imaginære deler, som brukes til å modulere bærebølgeeksp (
). Resultatet er et KFMP-4 radiosignal.

Tegning. 4.11 - Funksjonsdiagram av KFMP-4-formingsenheten

radiosignal

Figur 4.12 - Tidsdiagrammer ved forming av KFMP-4

radiosignal

Faseovergangsdiagrammet for KFMP-4 er vist i figur 4.13.

Figur 4.13 - Diagram over faseoverganger for KFMP-4 radiosignal

I dette diagrammet er signalpunktet med koordinater (+1, +1) plassert på en linje som danner en vinkel på + 45 ° med koordinataksene, og tilsvarer overføringen av symbolene +1 og +1 i kvadraturkanalene til modulatoren. Hvis neste tegnpar er ( - 1, +1), som tilsvarer vinkelen + 135 °, deretter fra punktet (+1, +1) til punktet ( - 1, + 1), kan du tegne en pil som karakteriserer overgangen til radiosignalfasen fra verdien +45 til verdien + 135 °. Nytten av dette diagrammet kan illustreres med følgende eksempel. Fra figur 4.13 følger det at fire fasebaner går gjennom origo. For eksempel betyr en overgang fra et konstellasjonspunkt (+1, +1) til et punkt (-1, -1) en 180 ° endring i den øyeblikkelige fasen til den høyfrekvente bærebølgen. Siden et smalbåndet høypassfilter vanligvis er installert ved utgangen til modulatoren (se figur 4.9), er en slik endring i signalfasen ledsaget av en betydelig endring i signalomhyllingsverdiene ved utgangen til dette filteret og derfor i hele overføringslinjen. Inkonsekvensen av konvoluttverdiene til radiosignalet er uønsket i digitale overføringssystemer av mange grunner. Offset-CPMF er fri for denne ulempen.

4.2.3 Offset Quadrature Phase Shift Keying. Denne metoden for signalforming er nesten helt lik kvadraturmetoden for å danne QPSK-4-signalet, men med den eneste forskjellen at undersekvensen i kvadraturgrenen forskyves i tid (forsinket) med tid T b eller tilsvarende halvparten av kanalsymbolets varighet. For å implementere denne metoden må du fjerne tidsforsinkelseselementet T b DD2 i fasegrenen. Med en slik endring vil kvadraturfølgen til kanalsymboler bli forsinket med tiden T med en relativt i-fase undersekvens (Figur 4.14).

Figur 4.14 - Tidsdiagrammer ved forming av KFMP-4

radiosignalforskyvning

Som et resultat er det ingen baner som går gjennom origo på faseovergangsdiagrammet (figur 4.15) for denne manipulasjonsmetoden. Dette betyr at den øyeblikkelige fasen til radiosignalet ikke har noen hopp med + 180 °, og derfor har konvolutten til dette signalet ikke dype fall, slik tilfellet var med QFMP-4 (Figur 4.11).

Figur 4.15 - Diagram over faseoverganger til KFMP-4 radiosignalet

offset

4.2.4 KFMP-8-signaler. Strømmen av informasjonsbiter som kommer til modulatorinngangen kan deles inn i grupper på 3, 4 biter, etc., og danner deretter KFMP-8, KFMP-16-signaler, etc. Figur 4.16 viser signalkonstellasjonen for KFMP-8 radiosignalet.

Figur 4.16 - Signalkonstellasjon for KFMP-8 radiosignal

For denne modulasjonsmetoden er det nødvendig å ha åtte kanalsymboler, hvis begynnelsesfaser avviker fra den øyeblikkelige fasen til den umodulerte bærebølgen med en vinkel som er delelig med 45 °. Hvis amplitudene til alle kanalsymbolene er like, er signalpunktene plassert på en sirkel. De mulige verdiene til de reelle og imaginære delene av de komplekse amplitudene til disse symbolene er proporsjonale med koeffisientene Jeg og Q tar verdier fra settet

. (4.23)

Spørsmålet om å etablere samsvar mellom punktene i signalkonstellasjonen og trillingene av informasjonsbiter er ikke helt enkelt. Denne prosessen blir ofte referert til som signalkoding. V Tabell 4.1 viser et eksempel på et slikt samsvar, som er mulig, men ikke det beste, fordi for å etablere det beste samsvaret, må du først bestemme hvordan du skal demodulere et slikt signal i nærvær av interferens, og deretter beregne feilsannsynligheten ved mottak enten ett kanalsymbol eller en informasjonsbit. Den beste kan kalles signalkodingsmetoden der sannsynligheten for feil er minst.

Tabell 4.1 - Korrespondanse mellom konstellasjonspunkter og tripletter av _ informasjonsbiter

Innledende faseverdier ved KFMP-8	Koeffisientverdier		Grupper med tre informasjonssymboler (biter)
	Jeg
	-
	-	-
		-

Figur 4.17 viser et funksjonsdiagram av enheten for å generere KFMP-8-radiosignalet.

Formerens arbeid er som følger: demultiplekser DD1 tildeler en inngangsstrøm av informasjonsbiter med varighet Tb inn i tre undersekvenser, elementer av forsinkelser DD2 og DD3 justere i tide disse undersekvensene, utvidere DD4- DD6 øke varigheten av hvert symbol til verdien av kanalsymbolets varighet T c = 3 T b. Signalkoding i dette tilfellet reduseres til å beregne verdiene til fase- og kvadraturkomponentene til den komplekse konvolutten til QFMP-8-radiosignalet. Denne operasjonen utføres av en signalkoder, som inkluderer en transkoder DD7 har to digitale utganger med 3 - bitord, som i digital-til-analog-omformere (DAC) DD1 ogDD2 konvertert til analoge verdier med de nødvendige verdiene (4.23).

Figur 4.17 - Funksjonsdiagram av formingsanordningen

KFMP-8 radiosignal

4.2. 5 π / 4 - Kvadraturfaseskifttasting. Med KFMP-4 og KFMP-4 med en offset, er den maksimale endringen i den øyeblikkelige fasen til radiosignalet henholdsvis 180 ° og 90 °. For tiden mye brukt π / 4-kvadratur faseskifttasting, hvor det maksimale fasehoppet er 135 °, og alle mulige verdier for den øyeblikkelige fasen til radiosignalet er multipler av π / 4. Ingen faseovergangsbane for denne modulasjonsmetoden går gjennom origo. Som et resultat har RF-konvolutten mindre fall sammenlignet med QPSK. Et funksjonsdiagram av en enhet for å danne et slikt radiosignal er vist i figur 4.18.

Figur 4.18 - Funksjonsdiagram av formingsanordningen

radiosignal med π / 4-kvadratur relativ

faseskift-tasting

En sekvens av informasjonsbiter ( n Jeg, i = 1,2, ...) er delt inn i to undersekvenser: oddetall ( n 2 Jeg-1, i = 1,2, ...) og partall ( n 2 Jeg, i = 1, 2, ...) biter, hvorav bitene er valgt i par. Hvert nytt par av slike biter definerer faseøkning bærervibrasjon med verdien
i henhold til tabell 4.2

Tabell 4.2 - Bærebølgefaseøkning fra bitverdier

Informasjonsbitverdier		Faseøkningen til bærebølgen ( )
n 2 Jeg -1	n 2 Jeg

Hvis vi introduserer notasjonen for avviket av fasen til radiosignalet fra fasen til den umodulerte bærebølgen i forrige intervall, bestemmes de nye verdiene for avviket til fasen til dette signalet og den komplekse amplituden i gjeldende intervall av likheter:

Som et resultat vil verdiene til de reelle og imaginære delene av den komplekse konvolutten til dette signalet ved gjeldende tidsintervall med en varighet på 2 T b vise seg å være lik:

(4.24)

(4.25)

Det følger av likheter (4.24), (4.25) at de mulige verdiene av fasen på intervallet med tallet Jeg avhenge av verdien av fasen til radiosignalet i intervallet med tallet ( Jeg- 1). I følge tabell 4.2 er de nye verdiene multipler av π / 2.

Figur 4.19, a viser konstellasjonen av mulige signalpunkter for intervallet med tallet Jeg, hvis
; en lignende konstellasjon for tilfellet når, er vist i figur 4.19, b. Den generelle konstellasjonen av signalpunkter for denne modulasjonsmetoden er vist i figur 4.19, c og oppnås ved å legge figur 4.19, a, b over hverandre. I figur 4.19, in, er retningene for overganger ikke angitt med piler, siden for hver overgang er retninger i begge retninger mulige.

Figur 4.19 - Signalkonstellasjoner av et radiosignal med π / 4-kvadratur

relativ manipulasjon

Det er også viktig å understreke at med denne modulasjonsmetoden bestemmer ikke hvert nytt par informasjonsbiter hele fasen til bærebølgen, men bare økningen av denne fasen for intervallet med tallet Jeg med hensyn til hele fasen av den komplekse konvolutten i intervallet med tallet ( Jeg- 1). Slike modulasjonsteknikker kalles slektning.

4.2. 6 Spektrum av PMF-signalet. Angir det modulerende signalet gjennom C (t), skriver vi det modulerte signalet i følgende form:

Under modulering endrer et slikt signal sin startfase fra -  /2 før +  /2 og omvendt når du endrer det modulerende signalet C (t) fra 0 før 1 og tilbake.

Verdien

, (4.27)

karakterisering av det maksimale faseavviket fra middelverdien kalles faseskiftnøkkelindeksen. Etter trigonometriske transformasjoner kan uttrykk (4.26) skrives som følger:

For å finne spekteret til FMF-signalet, er det tilstrekkelig å finne funksjonens spektre fordi ( C (t)) og synd ( C (t))... Denne metoden passer for alle situasjoner. I dette tilfellet, dvs. for rektangulære modulerende pulser kan du bruke en enklere visuell metode for å beregne.

Figur 4.7, b-d viser at et signal med manipulasjon på 180  kan betraktes som summen av et AMP-signal med to ganger amplituden til en umodulert bølgeform, hvis fase er motsatt fasen til AMP-signalbæreren. Dette mønsteret kan generaliseres til tilfellet med en hvilken som helst verdi av fasehoppet ( <> 180  ) ... Følgelig FMP i vinkel  kan betraktes som summen av AMP-signalet og den umodulerte bærebølgen. Derfor kan vi konkludere med at spekteret til det fasenøkkelde signalet sammenfaller i form med spekteret til AMF-signalet (med unntak av bærebølgen).

Hvis vi bruker en av de to metodene som er vurdert ovenfor, har uttrykkene for FMF-spekteret formen

Det kan sees fra uttrykk (4.29) at amplitudene til alle spektralkomponentene avhenger av størrelsen på fasehoppet  og driftssyklusen til pulstoget.

For FMP på  = 180  enklere uttrykk oppnås:

. (4.30)

Eksempler på spektre beregnet ved uttrykk (4.29) og (4.30) er vist i figur 4.20.

Figur 4.20 - Spektra av PMF-signaler

Som man kan se av spektrene ovenfor, er det nødvendige frekvensbåndet dobbelt så bredt som for videopulser, dvs.

ω = 2 /  eller F = 2 / , (4,31)

og på FMF på  = 180 og Q = 2 er det ingen bærer i spekteret.

Som vi har sett, ved overføring av diskrete meldinger, brukes ikke bare to-posisjons FMP. Metodene med kvadratur fire-posisjon og åtte-posisjon FMP blir brukt mer og mer utbredt. Størrelsen på fasehoppet til signalet kan i disse tilfellene ha henholdsvis 4 og 8 verdier. For slike tilfeller gjelder også resultatene ovenfor. Spekteret til sidebåndene, mens de beholder samme form, vil endre sin amplitude med en endring i størrelsen på hoppet.

For mer komplekse tilfeller, når fasehopp av forskjellige størrelser veksler, er formlene ovenfor ikke gyldige. Spekteret kan variere betydelig.

Modulering- prosessen med å endre en eller flere parametere for en høyfrekvent bærebølgeoscillasjon i henhold til loven om et lavfrekvent informasjonssignal (melding).
Den overførte informasjonen er innebygd i kontrollsignalet, og rollen til informasjonsbæreren utføres av en høyfrekvent vibrasjon, kalt bæreren. Modulering er således prosessen med å "lande" av informasjonsbølgeformen på en kjent bærer.
Som et resultat modulasjon spekteret til det lavfrekvente kontrollsignalet overføres til høyfrekvente regionen. Dette gjør det mulig, når du organiserer kringkasting, å stille inn funksjonen til alle sende- og mottaksenheter ved forskjellige frekvenser, slik at de ikke "forstyrrer" hverandre.
Vibrasjoner av ulike former (rektangulære, trekantede, etc.) kan brukes som bærer, men harmoniske vibrasjoner brukes oftest. Avhengig av hvilken av parametrene til bærebølgesvingningen som endres, skilles typen av modulasjon (amplitude, frekvens, fase, etc.). Modulering med et diskret signal kalles digital modulasjon eller keying.
Det er følgende typer manipulasjoner:
Frekvensskifttasting
Faseskift-tasting
Amplitude Shift Keying
Kvadratur Amplitude Shift Keying
Frequency-shift keying (FSK) brukes til å overføre telegrafsignaler over en radiokanal, som er en sekvens av rektangulære elementære strøm (positive) og strømfrie (negative) meldinger. I motsetning til radiosignaler med amplitudemanipulasjon, når senderen sender ut elektromagnetiske oscillasjoner kun med strømoverføringer, ved RT, skjer radiosignalstrålingen kontinuerlig både med strøm og uten strømoverføringer. Derfor kalles denne manipulasjonsmetoden noen ganger arbeid med en aktiv pause.

Fig. 1 Digital modulering (keying)
Når du bytter fra en gjeldende melding til en strømløs og omvendt, forblir amplitudene til den høyfrekvente oscillasjonen konstante, og bare dens frekvens endres med en viss konstant verdi fc, som kalles frekvensforskyvningen.
For tiden er de mest brukte frekvenstelegrafisystemene med frekvensskift på 125 (ChT-125), 250 (ChT-250) 500 (ChT-500), 1000 (ChT-1000), 1500 (ChT-1500) Hz. I dette tilfellet er avviket til frekvensen fm til magnetiseringen i forhold til den nominelle (gjennomsnittlige) oscillasjonsfrekvensen til senderen henholdsvis + 62,5 Hz; + 125 Hz; + 500 Hz; +750 Hz.
Gjennomsnittsfrekvensen fo kalles bærebølgen (nominelt frekvensen. Det skal bemerkes at begrepet "bærefrekvens" i frekvenstelegrafi er introdusert ganske betinget, siden den under FH-overføring aldri opererer på frekvensen fo. Hensiktsmessigheten med å innføre dette begrepet skyldes bare det faktum at bærefrekvensen er numerisk lik det gjennomsnittlige frekvensspekteret av frekvenser ved utgangen til senderen og derfor er den nominelle driftsfrekvensen til senderen.
Spekteret til FT-signaler avhenger ikke bare av telegrafihastigheten (av telegrafiens grunnleggende frekvens), men også av størrelsen på frekvensskiftet og metoden for å generere FT-signalene. Det er to hovedmåter for å danne QT-signaler: med et fasegap av høyfrekvente svingninger og uten å bryte det.
I det første tilfellet dannes FT-signalet ved vekselvis å koble to uavhengige kilder for høyfrekvente oscillasjoner til forsterkerbanen til senderen. En av kildene genererer oscillasjoner med en viss frekvens og kobles til når det ikke er strøm (negative) pakker av primærsignalet. Den andre genererer oscillasjoner med en frekvens som skiller seg fra den første frekvensen (forskyvd i forhold til frekvensen) med verdien fc. Denne kilden er forbundet med aktuelle (positive) overføringer av primærsignalet.
Siden begge kildene til høyfrekvente oscillasjoner er uavhengige, får fasen av oscillasjoner under veksling en vilkårlig verdi, dvs. fasebrudd oppstår.
I den andre metoden for å generere signaler brukes én kilde for høyfrekvente oscillasjoner, som med strømfrie (negative) overføringer av primærsignalet genererer oscillasjoner med en frekvens fа, og med aktuelle (positive) oscillasjoner med en frekvens fв. Siden en kilde brukes, skjer endringen i oscillasjonsfrekvensen kontinuerlig, uten å bryte fasen til den høyfrekvente oscillasjonen. Et FT-signal av denne typen kan betraktes som et spesielt tilfelle av frekvensmodulasjon av en høyfrekvent oscillasjon med et diskret signal
Ved å bruke metodene for frekvenstelegrafi er det mulig å overføre to forskjellige telegrafmeldinger over radiokanalen. Denne overføringsmetoden kalles Dual Frequency Telegraphy (DFT) og tilsvarer emisjonsklasse F.
Amplitude Shift Keying er en signalendring der amplituden til bærebølgesvingningen endres brått. AMn kan betraktes som et spesielt tilfelle av kvadraturmanipulasjon
Telegrafsignaler – morsekode – overføres oftest ved hjelp av amplitudetasting. I senderen implementeres denne metoden enklest sammenlignet med andre typer manipulasjon. En mottaker for å motta telegrafsignaler med øret blir derimot noe mer komplisert: den må ha en lokaloscillator som opererer med en frekvens nær frekvensen til det mottatte signalet slik at forskjellen lydfrekvens kan skilles ut ved utgangen av mottakeren. Egnede mottakere er direkte konvertering, regenererende i generasjonsmodus og superheterodyne med en ekstra "telegraf" lokaloscillator.
Amplituden til det høyfrekvente signalet ved utgangen til radiosenderen har kun to verdier: på og av. Følgelig utføres på- eller avslåing ("keying") av en operatør som bruker en telegrafnøkkel eller ved hjelp av en automatisk telegrafmeldingsgenerator (morsekodesensor, datamaskin). Konvolutten til en radiopuls (elementær melding - prikker og streker) er i praksis selvfølgelig ikke rektangulær (som vist skjematisk på figuren), men har jevne for- og bakkanter. Ellers kan frekvensspekteret til signalet bli uakseptabelt bredt, og ubehagelige klikk kjennes når signalet mottas med øret.

Fasemanipulert signalet ser slik ut:

hvor g(t) definerer envelope av signalet; er et modulerende signal. kan ta M diskrete verdier.

Hvis M= 2, så kalles faseskift-tasting binær faseskift-tasting(1 bit per 1 faseendring), hvis M = 4 - kvadratur faseskift-tasting(2 bits for 1 faseendring), M= 8 (3 bits for 1 faseendring), etc.

Altså antall biter n overført med ett fasehopp er effekten som to heves til for å bestemme antall faser som kreves for å sende n- ordinært binært tall.

Faseskift-tastesignal s jeg(t) kan sees på som en lineær kombinasjon av to ortonormale signaler y 1 og y 2.

10. Kraftspektra.

4. Signaler med begrenset spektrum. Kotelnikovs teorem

4.1. Dekomponering av kontinuerlige signaler i Kotelnikov-serien

Spekteret til en periodisk sekvens av delta-pulser i samsvar med formelen for u (t) har følgende form:

4.2. Samplet signalspektrum

4.3. Spekteret til et signal samplet av pulser med begrenset varighet (amplitude-puls-modulert (sikte) signal)

4.4. Gjenoppretter et kontinuerlig signal fra prøver

4.5. Kontinuerlig signalsampling og gjenopprettingsfeil

5. Tilfeldige prosesser

5.1. Kjennetegn ved tilfeldige prosesser

Sacn (frv).

Todimensjonalt frv.

Sannsynlighetstetthetsfunksjon for en tilfeldig prosess (FPV)

5.2. Normal tilfeldig prosess (gaussisk prosess)

5.3. FPV og FRV for harmonisk oscillasjon med en tilfeldig startfase

5.4. FPV for summen av en normal tilfeldig prosess og en harmonisk oscillasjon med en tilfeldig startfase

5.5. Konvolutten og fasen av en tilfeldig smalbåndsprosess

5.6. Svingningsstøy

6. Omfattende presentasjon av signaler og forstyrrelser

6.1. Analytisk signalkonsept

6.2. Envelope, øyeblikkelig fase og øyeblikkelig frekvens for smalbånds tilfeldig prosess

7. Korrelasjonsfunksjon av deterministiske signaler

7.1. Ekte signal autokorrelasjon

Egenskaper til autokorrelasjonsfunksjonen til et reelt signal:

7.2. Autokorrelasjon av et diskret signal

7.3. Sammenheng mellom korrelasjonsfunksjonen og energispekteret

7.4. Praktisk anvendelse av korrelasjonsfunksjonen

Metoder for å forme og konvertere signaler

8. Modulering av signaler

8.1. Generelle bestemmelser

8.2. Amplitudemodulasjon av harmonisk oscillasjon

8.3. Balansert og SSB harmonisk bærebølgemodulasjon

9. Metoder for vinkelmodulasjon

9.1. Prinsipper for frekvens- og fase(vinkel)modulasjon

9.2. Vinkelmodulasjonssignalspektrum

9.3. Dannelse og deteksjon av signaler for amplitude og SSB amplitudemodulasjon

9.4. Dannelse og deteksjon av vinkelmodulasjonssignaler

10. Signalmanipulasjon

10.1. Tids- og spektralkarakteristikk for amplitudeforskyvningstastede signaler

10.2. Tids- og spektralkarakteristikk for frekvensskiftnøkkelte signaler

10.3. Fase (relativ fase) signaltasting

Digitale signalbehandlingsalgoritmer

11. Grunnleggende om digital signalbehandling

11.1. Generelle begreper om digital prosessering

11.2. Signalkvantisering

11.3. Signalkoding

11.4. Signalavkoding

12. Behandling av diskrete signaler

12.1. Diskrete og raske Fourier-transformeringsalgoritmer

12.2. Stasjonære lineære diskrete kretser

12.3. Endelige impulsresponskretser (kih-kretser)

12.4. Rekursive kjeder

12.5. Stabilitet av revekjeder

13. Digitale filtre

13.1. Metoder for syntese av cih-filtre

13.2. Syntese av bih-filtre basert på analog-til-digital transformasjon

Tilkoblingskanaler

14. Kanaler for elektrisk kommunikasjon

14.1. Grunnleggende definisjoner

14.2. Kontinuerlige kanalmodeller

14.3. Diskrete kanalmodeller

Meldingsoverføring og kodingsteori

15. Teori om informasjonsoverføring

15.1. Mengden informasjon som overføres over en diskret kanal

15.2. Diskret kanalbåndbredde

15.3. Minneløs balansert diskret kanalbåndbredde

15.4. Komprimeringsmetoder for diskrete meldinger

Bygge Shannon-Fano-koden

Bygge Huffman-koden

15.5. Mengden informasjon som overføres over en kontinuerlig kanal

15.6. Kontinuerlig kanalbåndbredde

Kjennetegn på typiske kanaler for flerkanalskommunikasjon

16. Meldingskodingsteori

16.1. Enkle konsepter

16.2. Feilkoder

16.3. Korrigeringskoder

Matching av syndromer med feilkonfigurasjoner

Forholdet mellom n, m og k

Irreduserbare polynomer p (X)

Immunitet

17. Støyimmunitet til systemer for overføring av diskrete meldinger

17.1. Grunnleggende begreper og termer

17.2. Binært problem med å teste enkle hypoteser

17.3. Mottak av et fullt kjent signal (sammenhengende mottak)

17.4. Matchet filtrering

17.5. Potensiell støyimmunitet for koherent mottak

17.6. Usammenhengende mottakelse

17.7. Potensiell immunitet for usammenhengende mottak

18. Støyimmunitet for systemer for kontinuerlig meldingsoverføring

18.1. Optimal signalberegning

18.2. Optimal filtrering av et tilfeldig signal

18.3. Potensiell immunitet for kontinuerlig meldingsoverføring

19. Adaptive støydempende enheter

19.1. Grunnleggende om adaptiv støyreduksjon

19.2. Stasjonær interferensundertrykkelse

19.3. Adaptivt hakkfilter

19.4. Adaptivt høypassfilter

19.5. Undertrykkelse av periodisk interferens med en adaptiv prediktor

19.6. Adaptivt sporingsfilter

19.7. Adaptiv lagring

Multikanal kommunikasjon og informasjonsdistribusjon

20. Prinsipper for flerkanalskommunikasjon og informasjonsdistribusjon

20.1. Generelle bestemmelser

20.2. Frekvensdelingsmultipleksing

20.3. Tidsinndeling av kanaler

20.3. Kodedeling av kanaler

20.4. Synkronisering i dvale med multitilgang

20.5. Bytte i kommunikasjonsnettverk

Kommunikasjonssystemer effektivitet

21. Evaluering av effektivitet og optimalisering av parametere for telekommunikasjonssystemer (TCS)

21.1. Ytelseskriterier

21.2. Effektivitet av analoge og digitale systemer

Formler for omtrentlige beregninger av frekvenseffektiviteten til noen signalensembler

Verdiene av gevinst og informasjonseffektivitet for noen kontinuerlige meldingsoverføringssystemer

21.3. Valg av signaler og feilrettingskoder

22. Evaluering av effektiviteten til radiokommunikasjonssystemet

22. 1. Taktiske og tekniske parametere for det radiotekniske kommunikasjonssystemet

22.2. Evaluering av signal-til-støy-forholdet ved inngangen til radiomottakere til et radioteknisk kommunikasjonssystem

22.3. Optimal filtrering av kontinuerlige signaler

22.4. Mengden informasjon ved mottak av diskrete signaler fra et radioteknisk kommunikasjonssystem

Feilsannsynlighet for ulike typer signaler og mottak

Mengden informasjon for ulike typer signaler og mottak

22.5. Informasjonsmengde med optimal mottak av kontinuerlige signaler

22.6. Signal/interferensforsterkning

Beregningsformler for forsterkning av den optimale demodulatoren for ulike typer modulasjon

22.7. Båndbredde til kanaler i et radioteknisk kommunikasjonssystem

Informasjonsteoretisk konsept for meldingskryptering i telekommunikasjonssystemer

23. Grunnleggende om kryptering av meldinger i kommunikasjonssystemer

23.1. Grunnleggende kryptografiske konsepter

23.2. Erstatningsmetode

23.3. Krypteringsmetoder basert på en pseudo-tilfeldig tallgenerator

23.4. Blandingsmetoder

23.5. Offentlig nøkkel kryptosystemer

13.6. Digital signatur

Konklusjon

Liste over forkortelser

Grunnleggende notasjon

Litteratur

Elektrisk kommunikasjonsteori

10.3. Fase (relativ fase) signaltasting

For tiden er det utviklet flere varianter av to-posisjon (binær) og multi-posisjon fasemanipulasjon. I radiosystemer for overføring av informasjon brukes oftest binær, fire-posisjon og åtte-posisjon faseskiftnøkkel (PSK). Disse signalene gir en høy overføringshastighet, brukes i radiokommunikasjon, i fasetelegrafisystemer, i dannelsen av komplekse signaler.

Tids- og spektralkarakteristikk for faseskiftnøkkelsignaler

Den enkleste er den binære PSK, der faseendringen til bærebølgesvingningen skjer brått i visse øyeblikk av primærsignalet (fig. 10.9) en) med 0 eller 180 o; dens amplitude og bærefrekvens forblir imidlertid uendret.

Ris. 10.9. Tids- og spektralkarakteristikker til PSK-signalformasjonen

FMn-signal har form av en sekvens av radiopulser (segmenter av harmoniske oscillasjoner) med en rektangulær konvolutt (fig. 10.9 v) :

hvor x c ( t) Er en normalisert funksjon som tar verdiene -1 og 1, og gjentar endringer i informasjonssignalet (fig.10.9) en); ∆φ m- faseavvik (maksimalt faseavvik fra initialen).

Mengden ∆ φ m kan være hvilken som helst, men for bedre å kunne skille mellom to signaler ved mottak, er det tilrådelig at de avviker så mye som mulig fra hverandre i fase, dvs. 180 o (∆ φ m = π ).

Dermed vil noen av PSK-svingningene være i fase med bærebølgesvingningene, mens andre vil være 180 o i fase.

Et slikt signal kan representeres som en sum av to AMn-signaler, med antifasebærere 0 o og 180 o: S FMn ( t) = S 01.00 ( t) + S 02:00 ( t).

Blokkskjemaet til modulatoren i dette tilfellet implementeres ved hjelp av to uavhengige kilder til oscillasjoner (generatorer) med forskjellige startfaser, hvis utganger styres av et informasjonssignal ved hjelp av en nøkkel (fig. 10.10).

FMn vibrasjonsspekteret finnes ved å summere vibrasjonsspektrene S 01.00 ( t) og S 02:00 ( t) :

(10.9)

OG
Fra formelen følger det at spekteret av FMn-oscillasjoner i det generelle tilfellet inneholder en bærervibrasjon, øvre og nedre sidebånd, bestående av utgående frekvenser ( k 2πf n ± k 2πF 1)t.

Analyse av spektrene til PSK-signaler (fig. 10.9) ved forskjellige verdier av ∆ φ m viser at med en endring i ∆ φ m fra 0 til π det er en omfordeling av signalenergi

mellom bærervibrasjonen og

Ris. 10.10. Blokkskjema over sidekomponenter, og kl

Dannelse av FMN-svingninger ∆ φ m = π all signalenergi

inneholdt kun i sidestriper. Fra fig. 10.11 følger det at spekteret til PSK-signalamplitudene inneholder de samme komponentene som spekteret til AMn-signalet, og for driftssyklusen T/τ og = 2 det er ingen komponent ved bærefrekvensen. Amplitudene til sidekomponentene til PSK-signalet er 2 ganger større enn AMn-signalet.

Dette skyldes superposisjonen av 2 spektre - PSK-spekteret til signalet og bæreren. I intervallet der oscillasjonene er i fase, dobles den totale amplituden, og der fasene er motsatte, kompenseres det, som et resultat, for å finne FMn-spekteret, det er nok å bestemme AMn-svingningsspekteret.

Likheten til frekvensbåndene til AMn- og PSK-signalet forutsetter også likheten mellom de maksimalt mulige modulasjonshastighetene. Den store amplituden til spektralkomponentene til PSK-signalet sammenlignet med AMn resulterer i større støyimmunitet.

Ris. 10.11. Faseskiftnøkkelsignaler spektre ved forskjellige verdier

faseavvik

Når det gjelder PSK, er startfasen en informasjonsparameter, og i algoritmene for driften av fasedemodulatoren, for å få informasjon om startfasen, bør det dannes og lagres prøver av varianter av det overførte signalet som ganske sammenfaller nøyaktig med den i frekvens og startfase. Men ved mottaket er det ingen tegn som gjør det mulig å nøyaktig etablere en en-til-en-korrespondanse mellom de overførte binære symbolene og signalsamplene ved inngangen til demodulatoren, som et resultat av fenomenet med den såkalte "omvendt operasjon" er mulig.

Usikkerheten i startfasen forklares på den ene siden med at en vilkårlig og ukjent faseforskyvning legges til den overførte fasen i kommunikasjonskanalen. På den annen side reduseres fasen til signalet alltid til et intervall på 2 π og signaler som varierer i fase med 2 π , for mottakerne er de samme.

Denne egenskapen med tvetydighet til løsningen er karakteristisk nettopp for FMn. Med AMn er signalet som sendes gjennom kommunikasjonskanalen også forskjellig fra den overførte, men hvis ved utgangen av modulatoren et signal med høyere amplitude tilsvarer et visst binært symbol, vil det samme symbolet ved inngangen til demodulatoren tilsvarer en variant av et signal med høyere amplitude - det er ingen tvetydighet. Situasjonen er tilsvarende for FSK. Hvis en av de to frekvensene er større enn den andre ved utgangen til modulatoren, vil den etter alle transformasjonene i kanalen forbli høyere ved inngangen til demodulatoren også.

Tidskarakteristikker for signaler med relativ faseskift-tasting.

Tvetydighetskarakteristikken til PSK-signalene er eliminert i systemene med relativ fasenøkling (OFMn). I denne manipulasjonsmetoden lagres ikke informasjonen i den absolutte verdien av startfasen, men i differansen mellom startfasene til nabomeldinger, som forblir uendret på mottakersiden. For overføring av det første binære symbolet i systemer med OFMn kreves det ett ekstra signal, som sendes før start av informasjonsoverføring og spiller rollen som referanse.

Prosessen med å danne et signal med PSK kan reduseres til tilfellet med å danne et signal med PSK ved å omkode den overførte binære sekvensen. Omkodingsalgoritmen er enkel: hvis vi angir s c n= ± 1 som et informasjonssymbol som skal overføres til n-th enhetssignalelement, deretter symbolet omkodet i samsvar med DPSK-reglene s rel n er definert av følgende gjentakelsesrelasjon: s rel n (t) = s c n (t)∙s rel n- 1 (t). For å få et signal fra OFMn er det nok å multiplisere det mottatte (omkodede) signalet s rel n (t) til bærerens vibrasjon. Blokkskjemaet til modulatoren for OFMn (fig. 10.12) inneholder en bærebølgeoscillator, en multiplikator (PM) og en transkodingsenhet (relativ koder), bestående av en multiplikator og et minneelement.

Signaldemodulatoren med OFMn inneholder en fasedetektor, bestående av en multiplikator og et lavpassfilter, som påføres en referanseoscillasjon, som sammenfaller med en av variantene av det mottatte signalet. Videre beregning av faseforskjellen og bestemmelse av den overførte TEC utføres ved å multiplisere signalene ved detektorutgangen, forsinket i forhold til hverandre med varigheten av et enhetsintervall.

Ris. 10.12. OFMn modulator og demodulator

I fig. 10.13 viser tidsdiagrammene for dannelsen av OFMn-signalene: a) ikke-periodisk informasjonssignal; b) informasjonssignal i relativ kode; c) bærer vibrasjoner; d) OFMn-signalet ved modulatorutgangen.

Algoritmer for demodulering av signaler med OFDM sammenlignet med PSK er illustrert av tidsdiagrammene i fig. 10.14 og 10.15.

I fig. 10.15 viser tidsdiagrammene for demoduleringen av OFM- og PSK-signalene med en enkelt feil i det mottatte radiosignalet, signalet tas som det første informasjonssignalet (fig. 10.14) en).

Ris. 10.13. Tidsdiagrammer for dannelsen av OFMn-signaler:

a) signal fra OFMn ved utgangen til modulatoren; b) signalet fra OFMn ved inngangen til demodulatoren, feilen for den tredje meldingen er spesielt introdusert i det mottatte signalet; c) referanseoscillasjon; d) det mottatte informasjonssignalet, ved utgangen til den relative dekoderen; e) det mottatte informasjonssignalet ved utgangen til demodulatoren; f) det mottatte informasjonssignalet, ved utgangen til demodulatoren i fravær av en feil

Tilfellet av et fasehopp i referanseoscillasjonen er vist i fig. 10.15. I dette tilfellet introduseres et fasehopp med 180 0 mellom 2. og 3. melding spesielt i referanseoscillasjonen.

Dette gjør det mulig å illustrere forekomsten av feil i systemer med PSK og DPSK. I et system med PSK, etter å ha endret polariteten til referanseoscillasjonen, er alle påfølgende symboler feilaktige (omvendt operasjon), og feilen vil forbli til neste hopp i fasen av referanseoscillasjonen. I et system med DPSK fører en brå endring i polariteten til referanseoscillasjonen til en enkelt feil, som bestemmer fordelene med signaler med DPSK.

Ris. 10.14. Tidsdiagrammer for demodulering av OFDM- og PSK-signalene

med én feil i det mottatte radiosignalet

Imidlertid bør det bemerkes ulempene med systemer med DPSK, som bør tas i betraktning når du velger modulasjonsmetoder:

behovet for å sende referansemeldingen ved begynnelsen av kommunikasjonsøkten;

en økning i sannsynligheten for feil med omtrent to ganger;

utseendet til doble feil i den digitale strømmen, noe som kompliserer kodeken ved bruk av korreksjonskoder;

kompleksiteten ved å bygge et modem for PMN sammenlignet med et modem for PMN.

For å implementere et system med PSK, er det nødvendig å overføre et spesielt klokkesignal (markeringssignal) som tilsvarer ett av symbolene, for eksempel 0. En annen måte å implementere PSK på er å bruke spesielle redundanskoder som gjør det mulig å oppdage feil som å invertere alle symboler. Alt dette fører til visse tap - energi, hastighet og maskinvare. Derfor, når du velger en modulasjonsmetode for PSK eller OFM, er det nødvendig å ta hensyn til deres fordeler og ulemper.

Ris. 10.15. Tidsdiagrammer for demodulering av OFDM- og PSK-signalene

når du endrer polariteten til referanseoscillasjonen

Digital fasemodulering er en allsidig og mye brukt metode for trådløs overføring av digitale data.

I forrige artikkel så vi at vi kan bruke diskrete endringer i amplituden eller frekvensen til bærebølgen som en måte å representere enere og nuller. Ikke overraskende kan vi også representere digitale data ved hjelp av fase; denne teknikken kalles phase shift keying (PSK).

Binær faseskifttasting

Den enkleste typen PSK kalles binær faseskiftnøkling (BPSK), der "binær" refererer til bruken av to faseforskyvninger (en for en logisk og en for en logisk null).

Vi kan intuitivt gjenkjenne at systemet vil være mer pålitelig dersom separasjonen mellom de to fasene er stor – selvfølgelig vil det være vanskelig for mottakeren å skille et 90° faseoffsetsymbol fra et 91° faseoffsetsymbol. For å fungere har vi et faseområde på 360 °, så den maksimale forskjellen mellom fasene til en logisk en og en logisk null er 180 °. Men vi vet at å veksle en sinusbølge 180 ° er det samme som å invertere den; dermed kan vi tenke på BPSK som ganske enkelt å invertere bæresignalet som svar på en logisk tilstand og la det være i sin opprinnelige tilstand som svar på en annen logisk tilstand.

For å ta det neste trinnet, husker vi at å multiplisere en sinus med negativ er det samme som å invertere den. Dette gjør det mulig å implementere BPSK ved å bruke følgende grunnleggende maskinvarekonfigurasjon:

Grunnleggende skjema for å oppnå et BPSK-signal

Imidlertid kan denne utformingen lett føre til høye skråningsoverganger i bærebølgeformen: Hvis det skjer en overgang mellom logiske tilstander når bærebølgen er på sin maksimale verdi, bør bærebølgesignalspenningen raskt gå til minimumsverdien.

Høy helning i BPSK-bølgeformen når den logiske tilstanden til den modulerende bølgeformen endres

Disse høye skråningshendelsene er uønskede fordi de skaper energi i høyfrekvente komponenter som kan forstyrre andre RF-signaler. I tillegg har forsterkere en begrenset evne til å produsere plutselige endringer i utgangsspenningen.

Hvis vi avgrenser implementeringen ovenfor med to tilleggsfunksjoner, kan vi sikre jevne overganger mellom tegn. Først må vi sørge for at den digitale bitperioden er lik en eller flere komplette perioder av bæresignalet. For det andre må vi synkronisere de digitale overgangene til bæresignalet. Med disse forbedringene kan vi designe systemet slik at en 180° faseendring skjer når bæresignalet er ved (eller nær) nullkryss.

QPSK

BPSK sender én bit per tegn, som er det vi er vant til. Alt vi diskuterte i forhold til digital modulasjon forutsetter at bæresignalet endres avhengig av om den digitale spenningen er på logisk lav eller høy, og mottakeren gjenskaper de digitale dataene, og tolker hvert tegn som 0 eller 1.

Før vi diskuterer quadrature phase shift keying (QPSK), må vi introdusere følgende viktige konsept: det er ingen grunn til at ett symbol bare kan overføre en bit. Det er sant at verden av digital elektronikk er bygget rundt kretser der spenningen er på den ene eller andre ytterligheten, slik at spenningen alltid er én digital bit. Men radiosignalet er ikke digitalt; snarere bruker vi analoge signaler for å formidle digitale data, og det er helt akseptabelt å designe et system der analoge signaler er kodet og tolket slik at ett tegn representerer to (eller flere) biter.

Fordelen med QPSK er dens høyere datahastighet: hvis vi beholder samme symbolvarighet, kan vi doble datahastigheten fra sender til mottaker. Ulempen er kompleksiteten til systemet. (Du tror kanskje at QPSK er mer utsatt for bitfeil enn BPSK fordi den har et mindre skille mellom de mulige verdiene. Dette er en rimelig antagelse, men hvis du ser på regnestykket deres, viser det seg at feilsannsynlighetene faktisk er veldig like .)

Varianter

QPSK-modulasjon er selvfølgelig en effektiv modulasjonsteknikk. Men det kan forbedres.

Fasehopp

Standard QPSK-modulering sikrer at overgangene mellom symbolene er høye; siden fasehoppene kan være ± 90 °, kan vi ikke bruke tilnærmingen beskrevet for 180 ° fasehoppene produsert av BPSK-modulasjon.

Dette problemet kan reduseres ved å bruke ett av to QPSK-alternativer. Offset QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), som innebærer å legge til en forsinkelse til en av de to digitale datastrømmene som brukes i modulasjonsprosessen, reduserer det maksimale fasehoppet til 90 °. Et annet alternativ er π / 4-QPSK, som reduserer det maksimale fasehoppet til 135 °. Dermed har OQPSK fordelen av å redusere fasediskontinuiteter, men π / 4-QPSK vinner fordi den er kompatibel med differensialkoding (diskutert nedenfor).

En annen måte å håndtere gap mellom tegn er å implementere ekstra signalbehandling som skaper jevnere overganger mellom tegn. Denne tilnærmingen er innlemmet i et modulasjonsskjema kalt minimum shift keying (MSK) frekvensmodulasjon, samt en MSK-forbedring kjent som Gaussian MSK (GMSK).

Differensiell koding

En annen utfordring er at PSK-demodulering er vanskeligere enn FSK-demodulering. Frekvens er "absolutt" i den forstand at endringer i frekvens alltid kan tolkes ved å analysere endringer i signalet over tid. Fase er imidlertid relativ i den forstand at den ikke har noe universelt referansepunkt - senderen genererer faseendringer i forhold til ett tidspunkt, og mottakeren kan tolke faseendringene i forhold til et annet tidspunkt.

En praktisk manifestasjon av dette er at hvis det er forskjeller mellom fasene (eller frekvensene) til oscillatorene som brukes til modulasjon og demodulering, blir PSK upålitelig. Og vi må anta at det vil være faseforskjeller (med mindre mottakeren inkluderer bærergjenopprettingskretser).

Differensial QPSK (DQPSK, differensial QPSK) er et alternativ som er kompatibelt med ikke-koherente mottakere (dvs. mottakere som ikke synkroniserer demodulasjonsgeneratoren med modulasjonsgeneratoren). Differensial QPSK koder dataene ved å lage en spesifikk faseforskyvning fra det forrige symbolet slik at demodulasjonsskjemaet analyserer fasen til symbolet ved å bruke et referansepunkt som er felles for både mottakeren og senderen.

Sammendrag

• Binary Phase Shift Keying (BPSK) er en enkel modulasjonsteknikk som kan overføre én bit per symbol.
• Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) er mer kompleks, men den dobler datahastigheten (eller oppnår samme datahastighet med halve båndbredden).
• Offset Quadrature Phase Shift Keying (OQPSK), π / 4-QPSK, Minimum Phase Shift Keying (MSK) er modulasjonsskjemaer som reduserer effekten av høye skråningsbærespenningsendringer under symboloverganger.
• Differensial QPSK (DQPSK) bruker faseforskjellen mellom tilstøtende symboler for å unngå problemene forbundet med mangel på fasesynkronisering mellom sender og mottaker.