AMn · FMn KAM FSK GMSK
OFDM COFDM TCM AIM DM PCM ΣΔ PWM PWM PIM FHSS DSSS CSS

Fase manipulatie(FMN, ing. phase-shift keying (PSK)) - een van de soorten fasemodulatie, waarbij de fase van de draaggolfoscillatie abrupt verandert, afhankelijk van het informatiebericht.

Beschrijving

Het phase-shift keyed signaal heeft de volgende vorm:

$s\_m(t)=g(t)\backslash cos,$

waar $g(t)$ bepaalt de signaalomhullende; $\backslash varphi\_m(t)$ is het modulerende signaal. $\backslash varphi\_m(t)$ kan nemen $m$ discrete waarden. $f\_c$- draaggolffrequentie; $t$- tijd.

Als $M=2$, dan heet de fasemanipulatie binaire faseverschuivingstoetsen(BPSK, B-Binary - 1 bit per 1 faseverandering) als $M=4$ - kwadratuur phase shift keying(QPSK, Q-Quadro - 2 bits per faseverandering), $M=8$(8-PSK - 3 bits per 1 faseverandering), enz. Dus het aantal bits $N$ verzonden door één fasesprong is het vermogen waarnaar twee wordt verhoogd bij het bepalen van het aantal fasen dat nodig is om te zenden $N$- ordinaal binair getal.

signaal met faseverschuiving $zitten)$ kan worden gezien als een lineaire combinatie van twee orthonormale signalen $y\_1$ En $y\_2$ :

$S\_m(t)=S\_1\; Y\_1+S\_2\; Y\_2,$

$Y\_1(t)=\backslash sqrt(\backslash frac(2)(E\_g))S\_1(t)\backslash cos,$ $Y\_2(t)=-\backslash sqrt(\backslash frac(2)(E\_g))S\_2(t)\backslash sin.$

Dus het signaal $S\_m(t)$ kan worden beschouwd als een tweedimensionale vector $$. Als de waarden $S\_1(m,\backslash ;M)$ opzij zetten op de horizontale as, en de waarden $S\_2(m,\backslash ;M)$- verticaal, dan punten met coördinaten $S\_1(m,\backslash ;M)$ En $S\_2(m,\backslash ;M)$ zal de ruimtelijke diagrammen vormen die in de figuren worden getoond.

BPSK Gray Coded.svg

Binaire Phase Shift Keying (BPSK)

QPSK Grey Coded.svg

Kwadratuur Phase Shift Keying (QPSK)

8PSK Grey Coded.svg

Octal Phase Shift Keying (8-PSK)

Binaire faseverschuivingstoetsen

Coherente detectie

Kans op bitfout(Engels) BER - Bitfoutpercentage) voor binaire PSK in een kanaal met additieve witte Gauss-ruis (AWGN) kan worden berekend met de formule:

$P\_b=Q\backslash left(\backslash sqrt(\backslash frac(2E\_b)(N\_0))\backslash right),$

$Q(x)=\backslash frac(1)(\backslash sqrt(2\backslash pi))\backslash int\backslash limits\_x^\backslash infty\; e^(-\backslash frac(t^2)(2))\backslash ,dt.$

Aangezien er 1 bit per symbool is, wordt de foutkans per symbool berekend met dezelfde formule.

In aanwezigheid van een willekeurige faseverandering die wordt geïntroduceerd door het communicatiekanaal, kan de demodulator niet bepalen welk constellatiepunt overeenkomt met 1s en 0. Als resultaat worden gegevens vaak differentieel gecodeerd voorafgaand aan modulatie.

Incoherente detectie

In het geval van niet-coherente detectie wordt differentiële binaire faseverschuivingssleuteling gebruikt.

Implementatie

Binaire gegevens worden vaak verzonden met de volgende signalen:

$s\_0(t)=\backslash sqrt(\backslash frac(2E\_b)(T\_b))\backslash cos(2\backslash pi\; f\_c\; t)$ voor binaire "0"; $s\_1(t)=\backslash sqrt(\backslash frac(2E\_b)(T\_b))\backslash cos(2\backslash pi\; f\_c\; t+\backslash pi)=-\backslash sqrt(\backslash frac(2E\_b)(T\_b))\backslash cos(2\backslash pi\; f\_c\; t\; )$ voor binaire "1",

waar $f\_c$ is de frequentie van de draaggolf.

Kwadratuur phase shift keying

π/4-QPSK

Hier zijn twee afzonderlijke sterrenbeelden met behulp van grijscodering, die 45° ten opzichte van elkaar zijn gedraaid. Gewoonlijk worden even en oneven bits gebruikt om de punten van de corresponderende constellatie te bepalen. Dit reduceert de maximale fasesprong van 180° tot 135°.

Aan de andere kant resulteert het gebruik van π/4-QPSK in eenvoudige demodulatie en daarom wordt het gebruikt in cellulaire communicatiesystemen met tijdverdeling.

FSK van hogere orden

FSK met een bestelling groter dan 8 wordt zelden gebruikt.

Differentieel PSK

Bij het implementeren van PSK kan het probleem van constellatierotatie optreden, bijvoorbeeld bij continue transmissie zonder synchronisatie. Om een ​​dergelijk probleem op te lossen, kan codering worden gebruikt die niet gebaseerd is op de positie van de fase, maar op de verandering ervan.

Voor DBPSK verandert de fase bijvoorbeeld met 180° voor de verzending "1" en blijft ongewijzigd voor de verzending "0".

zie ook

Schrijf een recensie over het artikel "Phase Keying"

Opmerkingen:

Literatuur

• Prokis, J. Digitale communicatie = Digital Communications / Klovsky D.D. - M.: Radio en communicatie, 2000. - 800 p. - ISBN 5-256-01434-X.
• Sklyar, Bernard. Digitale communicatie. Theoretische grondslagen en praktische toepassing = Digitale communicatie: grondbeginselen en toepassingen. - 2e druk. - M.: "Williams", 2007. - S. 1104. - ISBN 0-13-084788-7.
• Feer K. Draadloze digitale communicatie. Modulatie- en spreidingsspectrummethoden = draadloze digitale communicatie: modulatie- en spreidingsspectrumtoepassingen. - M.: Radio en communicatie, 2000. - 552 p. - ISBN 5-256-01444-7.

Links

Een uittreksel dat Phase Keying kenmerkt

- Hoe kan ik het je vertellen, - antwoordde Natasha, - Ik was verliefd op Boris, op een leraar, op Denisov, maar dit is helemaal niet hetzelfde. Ik ben kalm, vastberaden. Ik weet dat er geen betere mensen zijn dan hij, en ik voel me nu zo kalm, goed. Helemaal niet zoals vroeger...
Nikolai uitte zijn ongenoegen tegenover Natasha dat de bruiloft een jaar was uitgesteld; maar Natasha viel haar broer bitter aan en bewees hem dat het niet anders kon, dat het slecht zou zijn om tegen de wil van haar vader in het gezin te gaan, dat ze het zelf wilde.
‘Je begrijpt er helemaal niets van,’ zei ze. Nicholas zweeg en was het met haar eens.
Haar broer keek vaak verbaasd naar haar. Het was helemaal niet alsof ze een verliefde bruid was die gescheiden was van haar verloofde. Ze was gelijkmatig, kalm, opgewekt, helemaal als voorheen. Dit verraste Nikolai en deed hem zelfs ongelovig kijken naar de matchmaking van Bolkonsky. Hij geloofde niet dat haar lot al bepaald was, vooral omdat hij prins Andrei niet met haar had gezien. Het leek hem altijd dat er iets niet klopte in dit voorgenomen huwelijk.
"Waarom de vertraging? Waarom ben je niet verloofd?" hij dacht. Nadat hij een keer met zijn moeder over zijn zus had gesproken, ontdekte hij tot zijn verbazing en deels tot zijn plezier dat zijn moeder, op dezelfde manier, in het diepst van haar ziel, soms met wantrouwen naar dit huwelijk keek.
"Hij schrijft", zei ze, terwijl ze haar zoon een brief van prins Andrei liet zien met dat verborgen gevoel van vijandigheid dat een moeder altijd heeft tegen het toekomstige huwelijksgeluk van haar dochter, "schrijft dat ze niet voor december zal aankomen. Wat voor soort bedrijf zou hem kunnen tegenhouden? Juist, een ziekte! Gezondheid is erg zwak. Vertel het niet aan Natasja. Kijk niet hoe opgewekt ze is: dit is de tijd van het laatste meisje, en ik weet wat er met haar gebeurt elke keer als we zijn brieven ontvangen. Maar als God het wil, komt alles goed, - concludeerde ze elke keer: - hij is een uitstekend persoon.

De eerste keer dat hij arriveerde, was Nikolai serieus en zelfs saai. Hij werd gekweld door de op handen zijnde noodzaak om tussenbeide te komen in deze stomme huishoudelijke aangelegenheden waarvoor zijn moeder hem had gebeld. Om deze last zo snel mogelijk van zijn schouders te krijgen, ging hij op de derde dag van zijn aankomst boos, zonder de vraag te beantwoorden waar hij heen ging, met fronsende wenkbrauwen naar Mitenka's vleugel en eiste van hem de rekeningen van alles. Wat deze verslagen van alles waren, wist Nikolai zelfs minder dan Mitenka, die in angst en verbijstering was gekomen. Het gesprek en de boekhouding van Mitenka duurden niet lang. De hoofdman, de keurvorst en de zemstvo, die in de voorkamer van de vleugel zaten te wachten, hoorden eerst met angst en plezier hoe de stem van de jonge graaf, die steeds hoger leek te stijgen, neuriede en knetterde, beledigende en vreselijke woorden hoorde , de een na de ander uitstortend.
- Schurk! Ondankbaar schepsel! ... ik zal een hond in stukken hakken ... niet met mijn vader ... beroofd ... - enz.
Toen zagen deze mensen, met niet minder plezier en angst, hoe de jonge graaf, helemaal rood, met bloeddoorlopen ogen, Mitenka bij de kraag trok, met grote behendigheid, met grote behendigheid, tussen zijn woorden, hem in zijn achterste duwde en riep: "Eruit! zodat je geest, bastaard, er niet is!
Mitenka vloog halsoverkop de zes treden af ​​en rende het bloembed in. (Dit bloembed was een bekend gebied voor het redden van criminelen in Otradnoye. Mitenka zelf, toen hij dronken uit de stad aankwam, verstopte zich in dit bloembed, en veel inwoners van Otradnoye, die zich verstopten voor Mitenka, kenden de reddende kracht van dit bloembed.)
Mitenka's vrouw en schoonzusters leunden met angstige gezichten de gang in vanaf de deur van de kamer, waar een schone samovar stond te koken en het hoge bed van de klerk onder een gewatteerde deken stond die uit korte stukjes was genaaid.
De jonge graaf liep hijgend, zonder op hen te letten, met vastberaden stappen langs hen heen en ging het huis binnen.
De gravin, die via de meisjes meteen vernam wat er in de vleugel was gebeurd, kalmeerde enerzijds in de zin dat hun toestand nu beter zou worden, anderzijds maakte ze zich zorgen over hoe haar zoon dit zou doorstaan. . Ze liep een paar keer op haar tenen naar zijn deur en hoorde hem pijp na pijp roken.
De volgende dag riep de oude graaf zijn zoon terzijde en zei met een verlegen glimlach tegen hem:
- Weet je, jij, mijn ziel, werd tevergeefs opgewonden! Mitenka heeft me alles verteld.
'Ik wist, dacht Nikolai, dat ik hier in deze stomme wereld nooit iets zou begrijpen.'
- Je was boos dat hij deze 700 roebel niet heeft ingevoerd. Hij heeft ze tenslotte in transport geschreven en je hebt niet op de andere pagina gekeken.
- Papa, hij is een schurk en een dief, ik weet het. En wat hij deed, deed hij. En als je me niet wilt, zal ik hem niets vertellen.
- Nee, mijn ziel (de graaf schaamde zich ook. Hij voelde dat hij een slechte manager was van het landgoed van zijn vrouw en schuldig was tegenover zijn kinderen, maar wist niet hoe hij het moest oplossen) - Nee, ik vraag je om voor te zorgen zaken, ik ben oud, ik...
- Nee, papa, je vergeeft me als ik iets onaangenaams voor je heb gedaan; Ik kan minder dan jij.
"Naar de hel met hen, met deze mannen en geld, en transporten langs de pagina," dacht hij. Zelfs vanuit de hoek van zes kush begreep ik het een keer, maar van de pagina van transport - ik begrijp niets, 'zei hij tegen zichzelf, en sindsdien heeft hij niet meer ingegrepen. Slechts één keer riep de gravin haar zoon bij zich, vertelde hem dat ze Anna Michajlovna's rekening van tweeduizend dollar had, en vroeg Nikolai wat hij van plan was met hem te doen.
'Maar hoe,' antwoordde Nikolai. – Je vertelde me dat het van mij afhangt; Ik hou niet van Anna Mikhailovna en ik hou niet van Boris, maar ze waren vriendelijk tegen ons en arm. Dus dat is hoe! - en hij scheurde de rekening, en met deze daad, met tranen van vreugde, liet hij de oude gravin snikken. Daarna nam de jonge Rostov, die zich in geen enkel bedrijf meer mengde, met hartstochtelijk enthousiasme de voor hem nog nieuwe gevallen van de hondenjacht op, die door de oude graaf op grote schaal waren begonnen.

Er waren al winters, ochtendvorst kluisterde de grond bevochtigd met herfstregens, het groen was al smaller en heldergroen geworden gescheiden van de strepen van bruin worden, uitgestoten door vee, winter en lichtgele lentestoppels met rode strepen boekweit. De toppen en bossen, die eind augustus nog groene eilanden waren tussen de zwarte velden van winter en stoppels, veranderden in gouden en knalrode eilanden te midden van knalgroene winters. De haas was al halverwege de weg kwijt (vervellen), de vossenbroedjes begonnen zich te verspreiden en de jonge wolven waren groter dan de hond. Het was de beste jachttijd. De honden van de hete, jonge jager Rostov gingen niet alleen het jachtlichaam binnen, maar vielen ook uit, zodat in de algemene raad van jagers werd besloten om de honden drie dagen rust te geven en op 16 september te vertrekken, te beginnen vanaf het eikenbos, waar een ongerept wolvenbroed was.
Dit was de stand van zaken op 14 september.
De hele dag was de jacht thuis; het was ijzig en aangrijpend, maar 's avonds begon het te verjongen en werd het warmer. Op 15 september, toen de jonge Rostov 's morgens in een ochtendjas uit het raam keek, zag hij zo'n ochtend, beter dan welke niets beters zou kunnen zijn voor de jacht: alsof de lucht smolt en zonder wind naar de grond daalde. De enige beweging die in de lucht was, was de stille beweging van boven naar beneden van neerdalende microscopisch kleine neveldruppels of nevel. Transparante druppels hingen aan de kale takken van de tuin en vielen op de pas gevallen bladeren. De grond in de tuin werd als klaprozen glanzend nat zwart en ging op korte afstand over in de doffe en vochtige mistlaag. Nikolay ging de veranda op, nat van de aarde, die rook naar verwelkend bos en honden. De zwartgevlekte, brede kont Milka, met grote zwarte uitpuilende ogen, zag haar meester, stond op, rekte zich uit en ging liggen als een bruine, sprong toen onverwachts op en likte hem recht op neus en snor. Een andere windhond, die de eigenaar vanaf het gekleurde pad zag, zijn rug kromde, snelde snel naar de veranda en hief de liniaal (staart) op en begon tegen Nikolai's benen te wrijven.
- Oh goh! - die onnavolgbare jachtecho was toen te horen, die zowel de diepste bas als de dunste tenor combineert; en van om de hoek kwam Danilo, een jager en jager, getrimd tussen Oekraïense haakjes, een grijsharige, gerimpelde jager met een gebogen rapnik in zijn hand en met die uitdrukking van onafhankelijkheid en minachting voor alles in de wereld dat alleen jagers hebben. Voor de ogen van de meester nam hij zijn Circassische hoed af en keek hem minachtend aan. Deze minachting was niet beledigend voor de meester: Nikolai wist dat deze Danilo, die alles verachtte en boven alles stond, nog steeds zijn man en jager was.

Met digitale phase shift keying, de draaggolf fase S(t) verschilt van de huidige fase van de ongemoduleerde draaggolf door een eindig aantal waarden in overeenstemming met de symbolen van het verzonden bericht VAN(t) :

Er zijn twee soorten phase shift keying - binaire (binaire) phase shift keying (BPSK) en quadrature phase shift keying (QPSK).

4.2.1 Binaire phase shift keying. Er zijn absolute (twee niveaus) (AFMP) en relatieve (differentiële) (RPMF) fasemanipulaties. Met AFMP (Figuur 4.7, c) verandert de draaggolffase met elke rand van de verzonden signalen. Het resulterende signaal is als volgt (voor een bitperiode):

Binair 1

Binaire 0

(4.19)

De signaalconstellatie van het DPMP-signaal dat overeenkomt met expressie (4.19) wordt getoond in figuur (4.8).

Afbeelding. 4.7 - Absolute en relatieve faseverschuiving keying

Afbeelding. 4.8 - Signaalconstellatie van DPMP-signaal

Opgemerkt moet worden dat DPMT een van de eenvoudigste vormen van digitale sleutels is en veel wordt gebruikt in telemetrie bij het genereren van breedbandsignalen. Het belangrijkste nadeel van DPMT is dat zeer scherpe overgangen worden verkregen bij het manipuleren van een blokgolfsignaal, waardoor het signaal een zeer breed spectrum beslaat. De meeste DPFM-modulators passen bepaalde soorten filtering toe die faseovergangen minder abrupt maken, waardoor het signaalspectrum smaller wordt. De filterbewerking wordt bijna altijd uitgevoerd op het modulerende signaal vóór manipulatie (Figuur 4.9).

Afbeelding 4.9 - Functioneel diagram van de vorming van het DPMP-radiosignaal

Een dergelijk filter wordt in het algemeen een grondfrequentiefilter genoemd. Bij het verminderen van de bandbreedte die door het radiosignaal wordt ingenomen, moet door filtering echter rekening worden gehouden met het probleem van intersymboolinterferentie dat zich in dit geval voordoet.

Hier worden, na de modulator, een radiosignaalversterker en een smalband hoogdoorlaatfilter toegevoegd. Het belangrijkste doel van het filter is om zenderstraling te verzwakken bij frequenties die veelvouden zijn van de fundamentele draaggolffrequentie; het gevaar van dergelijke emissies is te wijten aan niet-lineaire effecten in de eindversterker, die in de regel plaatsvinden en worden versterkt wanneer wordt geprobeerd de efficiëntie van deze versterker te verhogen. Vaak wordt dit filter tegelijkertijd voor de ontvanger gebruikt - het onderdrukt sterke signalen van derden buiten de frequentieband van nuttige radiosignalen voordat de frequentieomzetting "naar beneden" gaat.

4.2.2 Kwadratuur phase shift keying (QPSK). In DPMP draagt ​​één kanaalsymbool één verzonden bit. Zoals hierboven opgemerkt, kan één kanaalsymbool echter meer informatiebits dragen. Een paar opeenvolgende bits kan bijvoorbeeld vier waarden aannemen: (0, 0)(0, 1)(1, 0)(1, 1).

Als er één kanaalsymbool zou worden gebruikt om elk paar uit te zenden, dan zouden er vier kanaalsymbolen nodig zijn, zeg ( s 1 (t), s 2 (t), s 3 (t), s 4 (t)), dus m=4. In dit geval blijkt de symboolsnelheid in het communicatiekanaal twee keer lager te zijn dan de snelheid van informatiebits die bij de ingang van de modulator aankomen en daarom kan elk kanaalsymbool nu een tijdsinterval van duur innemen t van = 2T B. Met M-ary phase shift keying kan het radiosignaal in de volgende vorm worden geschreven:

Hier (t) kan waarden uit de set aannemen:

waar is een willekeurige beginfase.

In de toekomst spreken we in plaats van vier kanaalsymbolen of vier radiosignalen over één enkel radiosignaal waarvan de complexe amplitude de vier aangegeven waarden kan aannemen, weergegeven in figuur 4.10 als een signaalconstellatie.

Elke groep van twee bits wordt weergegeven door een overeenkomstige fasehoek, alle fasehoeken zijn 90 ° uit elkaar. Opgemerkt kan worden dat elk signaalpunt gescheiden is van de reële of denkbeeldige as door =45°.

CFMP-4-signalen kunnen worden gegenereerd met behulp van een apparaat, waarvan het functionele diagram wordt weergegeven in figuur 4.11, en de timingdiagrammen van de werking ervan worden weergegeven in figuur 4.12.

Afbeelding 4.10 - Signaalconstellatie CFMP-4 radiosignaal

De reeks verzonden bits 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 0, ... is verdeeld in twee deelreeksen van oneven 1, 1, 0, 1, 0, 1 , ... en zelfs 0, 1, 0, 0, 1, 0,… bits met een demuxer DD1.

Bits met hetzelfde nummer in deze deelreeksen vormen paren, die gemakshalve als complexe bits worden beschouwd; het reële deel van de complexe bit is de bit van de oneven deelreeks l, en het denkbeeldige deel Q- beetje een even vervolg. In dit geval worden de bits van de oneven reeks in de in-fase tak vertraagd voor een tijd tB apparaat DD2. Verder wordt de duur van elke reeks teruggebracht tot een waarde van 2 tB expanders DD3 en DD4.

De op deze manier verkregen complexe bits worden omgezet in een complexe reeks rechthoekige elektrische pulsen met een duur van 2 tB met waarden +1 of -1 van hun reële en imaginaire delen, die worden gebruikt om de draaggolf exp(
). Het resultaat is een CFMP-4 radiosignaal.

Afbeelding. 4.11 - Functioneel diagram van het apparaat voor de vorming van CFMP-4

Radio signaal

Figuur 4.12 - Timingdiagrammen tijdens de vorming van CFMP-4

Radio signaal

Het diagram van faseovergangen voor QFMP-4 wordt getoond in figuur 4.13.

Afbeelding 4.13 - Schema van faseovergangen voor CFMP-4 radiosignaal

In dit diagram bevindt het signaalpunt met coördinaten (+1, +1) zich op een lijn die een hoek van +45° vormt met de coördinaatassen, en komt overeen met de overdracht van symbolen +1 en +1 in de kwadratuurkanalen van de modulator. Als het volgende paar tekens is ( - 1, +1), wat overeenkomt met de hoek +135°, dan van het punt (+1, +1) naar het punt ( - 1,+1), kunt u een pijl tekenen die de overgang van de fase van het radiosignaal kenmerkt vanaf de waarde +45 tot +135°. Het nut van dit diagram kan worden geïllustreerd aan de hand van het volgende voorbeeld. Uit figuur 4.13 volgt dat vier fasetrajecten door de oorsprong gaan. Een overgang van een signaalconstellatiepunt (+1, +1) naar een punt (-1, -1) betekent bijvoorbeeld een verandering in de momentane fase van de hoogfrequente draaggolf met 180°. Aangezien meestal een smalband hoogdoorlaatfilter aan de uitgang van de modulator wordt geïnstalleerd (zie figuur 4.9), gaat een dergelijke verandering in de fase van het signaal gepaard met een significante verandering in de waarden van de signaalomhullende aan de output van dit filter en bijgevolg in de gehele transmissielijn. De variabiliteit van de waarden van de omhullende van het radiosignaal is om vele redenen ongewenst in digitale transmissiesystemen. CFMP met een offset is vrij van deze tekortkoming.

4.2.3 Kwadratuur phase shift keying. Deze methode van signaalvorming is bijna volledig gelijk aan de kwadratuurmethode voor het vormen van een QPSK-4-signaal, maar met het enige verschil dat de subreeks in de kwadratuurtak in de tijd (vertraagd) wordt verschoven door de tijd t b of, equivalent, de helft van de duur van het kanaalsymbool. Om deze methode te implementeren, is het noodzakelijk om het tijdvertragingselement te verwijderen t B DD2 in de in-fase tak. Bij zo'n wijziging wordt de kwadratuurvolgorde van de kanaalsymbolen een tijdje vertraagd t met een relatief in-fase deelvolgorde (Figuur 4.14).

Figuur 4.14 - Timingdiagrammen tijdens de vorming van CFMP-4

offset radiosignaal

Als resultaat zijn er in het faseovergangsdiagram (Figuur 4.15) voor deze manipulatiemethode geen trajecten die door de oorsprong gaan. Dit betekent dat de momentane fase van het radiosignaal geen sprongen van +180° heeft en dus geen diepe dips in de omhullende van dit signaal, zoals het geval was bij kwadratuur QPSK-4 (Figuur 4.11).

Figuur 4.15 - Schema van faseovergangen van het QPSK-4 radiosignaal

offset

4.2.4 KFMP-8 signalen. De stroom informatiebits die bij de ingang van de modulator aankomen, kan worden verdeeld in groepen van 3, 4 bits, enz., en vormen vervolgens QPSK-8-, QPSK-16-signalen, enz. Figuur 4.16 toont de signaalconstellatie voor het CFMP-8 radiosignaal.

Afbeelding 4.16 - Signaalconstellatie voor CFMP-8 radiosignaal

Voor deze modulatiemethode zijn acht kanaalsymbolen nodig, waarvan de beginfasen verschillen van de momentane fase van de ongemoduleerde draaggolf met een hoek die een veelvoud is van 45°. Als de amplitudes van alle kanaalsymbolen hetzelfde zijn, bevinden de signaalpunten zich op de cirkel. De mogelijke waarden van de reële en imaginaire delen van de complexe amplitudes van deze symbolen zijn evenredig met de coëfficiënten l en Q met waarden uit de set

. (4.23)

Niet helemaal eenvoudig is de kwestie van het vaststellen van overeenkomsten tussen de punten van de signaalconstellatie en triolen van informatiebits. Dit proces wordt meestal genoemd signaalcodering:. IN Tabel 4.1 geeft een voorbeeld van een dergelijke overeenkomst, die mogelijk is, maar niet de beste, omdat om de beste overeenkomst te bepalen, u eerst moet bepalen hoe een dergelijk signaal moet worden gedemoduleerd in aanwezigheid van interferentie, en vervolgens de foutkans bij ontvangst moet berekenen. ofwel één kanaalsymbool of één informatiebit. De beste methode van signaalcodering kan degene worden genoemd waarbij de kans op fouten het kleinst is.

Tabel 4.1 - Correspondentie tussen signaalconstellatiepunten en tripletten _ van informatiebits

Waarden van de beginfase bij CFMP-8	Coëfficiëntwaarden		Groepen van drie informatiesymbolen (bits)
	l
	-
	-	-
		-

Afbeelding 4.17 toont een functioneel diagram van het apparaat voor het genereren van een CFMP-8-radiosignaal.

Het werk van de shaper is als volgt: demultiplexer DD1 distribueert een invoerstroom van informatiebits van duur tB in drie subsequenties, vertragingselementen DD2 En DD3 lijn deze deelreeksen in de tijd uit, expanders DD4- DD6 verhoog de duur van elk symbool tot de waarde van de duur van het kanaalsymbool t c = 3 t B. Signaalcodering wordt in dit geval teruggebracht tot de berekening van de waarden van de in-fase- en kwadratuurcomponenten van de complexe envelop van het QPSK-8-radiosignaal. Deze bewerking wordt uitgevoerd door de signaal-encoder, inclusief de transcoder DD7 , met twee digitale uitgangen met 3 - bitwoorden, die in digitaal-naar-analoogomzetters (DAC's) DD1 enDD2 worden omgezet naar analoge waarden met de vereiste waarden (4.23).

Figuur 4.17 - Functioneel diagram van het vormingsapparaat

KFMP-8 radiosignaal

4.2. 5 π/4 - kwadratuur relatieve faseverschuiving keying. Bij KFMP-4 en CFMP-4 met een offset, is de maximale verandering in de momentane fase van het radiosignaal respectievelijk 180° en 90°. Momenteel veel gebruikt π/4-kwadratuur relatieve faseverschuiving keying, waarbij de maximale fasesprong 135° is, en alle mogelijke waarden van de momentane fase van het radiosignaal veelvouden zijn van π/4. Geen van de faseovergangstrajecten voor deze modulatiemethode gaat door de oorsprong. Als resultaat heeft de radiosignaalomhullende kleinere dips vergeleken metels. Het functionele diagram van het apparaat voor het genereren van een dergelijk radiosignaal is weergegeven in figuur 4.18.

Figuur 4.18 - Functioneel diagram van het vormingsapparaat

radiosignaal met π/4-kwadratuur relatief

fase keying

De reeks informatiebits ( N l,i= 1,2,…) is verdeeld in twee deelreeksen: oneven ( N 2 l-1 ,i= 1,2,…) en even ( N 2 l,i=1, 2,...) bits, waaruit bits in paren worden gekozen. Elk nieuw paar van dergelijke bits definieert faseverhoging dragertrilling door de waarde:
volgens tabel 4.2

Tabel 4.2 – Verhoging van de draaggolffase vanaf bitwaarden

Waarden van informatiebits		Verhoging van de fase van de oscillatie van de draaggolf ( )
N 2 l -1	N 2 l

Als we de aanduiding introduceren: voor de afwijking van de fase van het radiosignaal van de fase van de ongemoduleerde draaggolf in het vorige interval, dan worden de nieuwe waarden van de afwijking van de fase van dit signaal en de complexe amplitude in het huidige interval bepaald door de gelijkheden:

Dientengevolge, de waarden van de echte en imaginaire delen van de complexe envelop van dit signaal in het huidige tijdsinterval met een duur van 2 t B gelijk blijken te zijn:

(4.24)

(4.25)

Uit gelijkheden (4.24), (4.25) volgt dat de mogelijke waarden van de fase op het interval met het nummer l afhankelijk van de waarde van de fase van het radiosignaal op het interval met het nummer ( l- een). Volgens tabel 4.2 zijn de nieuwe waarden veelvouden van π/2.

Figuur 4.19, a toont een constellatie van mogelijke signaalpunten voor het interval met het nummer l, als
; een vergelijkbare constellatie voor het geval waarin, wordt getoond in figuur 4.19, b. De algemene constellatie van signaalpunten voor deze modulatiemethode wordt getoond in figuur 4.19, c en wordt verkregen door figuur 4.19, a, b over elkaar heen te leggen. In figuur 4.19, c, zijn de richtingen van de overgangen niet aangegeven met pijlen, omdat voor elke overgang richtingen in beide richtingen mogelijk zijn.

Figuur 4.19 - Signaalconstellaties van een radiosignaal met π / 4-kwadratuur

relatieve manipulatie

Het is ook belangrijk om te benadrukken dat bij deze modulatiemethode elk nieuw paar informatiebits niet de volledige fase van de draaggolf bepaalt, maar alleen de toename van deze fase voor het interval met het nummer l met betrekking tot de totale fase van de complexe envelop op het interval met het nummer ( l- een). Dergelijke modulatiemethoden worden familielid.

4.2. 6 Signaalspectrum met FMP. Aanduiding van het modulerende signaal door (t), schrijven we het gemoduleerde signaal in de volgende vorm:

Zo'n signaal verandert tijdens modulatie zijn beginfase van -  /2 voordat +  /2 en vice versa bij het wijzigen van het modulerende signaal C(t) van 0 voordat 1 en terug.

de waarde

, (4.27)

het karakteriseren van de maximale afwijking van de fase van de gemiddelde waarde wordt de index van fasemanipulatie genoemd. Na goniometrische transformaties kan uitdrukking (4.26) in de volgende vorm worden geschreven:

Om het spectrum van het FMP-signaal te vinden, volstaat het om de spectra van de functie te vinden omdat ( C(t)) En zonde( C(t)). Deze methode is geschikt voor elke gelegenheid. In dit geval nl. voor rechthoekige modulerende pulsen kunt u een eenvoudigere visuele berekeningsmethode gebruiken.

Figuur 4.7, b-d laat zien dat het signaal met keying aan 180  kan worden gezien als de som van een AMP-signaal met tweemaal de amplitude van de ongemoduleerde oscillatie, waarvan de fase tegengesteld is aan de draaggolffase van het AMP-signaal. Deze regelmaat kan worden gegeneraliseerd naar het geval van elke waarde van de fasesprong ( <> 180  ) . Daarom is de FMP onder de hoek  kan worden gezien als de som van het AMP-signaal en de ongemoduleerde draaggolf. Hieruit kunnen we concluderen dat het spectrum van het phase-keyed signaal qua vorm samenvalt met het spectrum van het AMP-signaal (met uitzondering van de draaggolf).

Als we een van de twee hierboven besproken methoden gebruiken, hebben de uitdrukkingen voor het FMP-spectrum de vorm

Uit uitdrukking (4.29) blijkt dat de amplituden van alle spectrale componenten afhangen van de grootte van de fasesprong  en duty cycle van de pulsreeks.

Voor FMP aan  = 180  eenvoudiger uitdrukkingen worden verkregen:

. (4.30)

Voorbeelden van spectra berekend met behulp van uitdrukkingen (4.29) en (4.30) worden weergegeven in figuur 4.20.

Afbeelding 4.20 - Spectra van PMF-signalen

Zoals uit de spectra blijkt, is de vereiste frequentieband twee keer zo breed als voor videopulsen, d.w.z.

ω=2/ of F=2/, (4,31)

en met FMP aan  = 180 en Q = Er is geen drager 2 in het spectrum.

Zoals we hebben gezien, wordt bij het verzenden van discrete berichten niet alleen de aan-uit FMP gebruikt. De methoden van quadratuur vier-positie en acht-positie PMF worden steeds vaker gebruikt. De waarden van de signaalfasesprong kunnen in deze gevallen respectievelijk 4 en 8 waarden aannemen. Voor dergelijke gevallen zijn de hierboven verkregen resultaten ook van toepassing. Het spectrum van de zijbanden, terwijl het dezelfde vorm behoudt, zal zijn amplitude veranderen als de grootte van de sprong verandert.

Voor complexere gevallen, wanneer fasesprongen van verschillende groottes elkaar afwisselen, zijn de bovenstaande formules oneerlijk. Het spectrum kan aanzienlijk veranderen.

Modulatie- het proces van het veranderen van een of meer parameters van een hoogfrequente draaggolfoscillatie volgens de wet van een laagfrequent informatiesignaal (bericht).
De verzonden informatie is ingebed in het stuursignaal en de rol van de informatiedrager wordt vervuld door een hoogfrequente oscillatie die de drager wordt genoemd. Modulatie is daarom het proces van het "landen" van een informatiegolfvorm op een bekende drager.
Als resultaat modulatie het spectrum van het laagfrequente stuursignaal wordt overgedragen naar het gebied van hoge frequenties. Hiermee kunt u de werking van alle zendontvangers op verschillende frequenties configureren bij het organiseren van uitzendingen, zodat ze elkaar niet "interfereren".
Oscillaties van verschillende vormen (rechthoekig, driehoekig, enz.) kunnen als drager worden gebruikt, maar harmonische oscillaties worden meestal gebruikt. Afhankelijk van welke van de parameters van de draaggolfoscillatie verandert, wordt het type modulatie onderscheiden (amplitude, frequentie, fase, enz.). Modulatie met een discreet signaal wordt digitale modulatie of keying genoemd.
Er zijn de volgende soorten manipulaties:
FSK
fase keying
Amplitudetoetsing
Kwadratuur amplitude-shift keying
Frequency shift keying (FC) wordt gebruikt om telegraafsignalen over een radiokanaal te verzenden, die een reeks rechthoekige elementaire stroom (positief) en stroomloze (negatieve) berichten zijn. In tegenstelling tot de amplitude-shift keying-radiosignalen, wanneer de zender alleen elektromagnetische oscillaties uitzendt met actuele berichten, vindt bij FT de straling van het radiosignaal continu plaats met zowel huidige als stroomvrije berichten. Daarom wordt deze manier van manipuleren soms werk met een actieve pauze genoemd.

Fig.1 Digitale modulatie (keying)
Bij het overschakelen van een stroom naar een stroomloos bericht en vice versa, blijft de amplitude van de hoogfrequente oscillatie constant en verandert alleen de frequentie met een constante waarde fc, die de frequentieverschuiving wordt genoemd.
Momenteel worden frequentietelegrafiesystemen met frequentieverschuivingen van 125 (ChT-125), 250 (ChT-250), 500 (ChT-500), 1000 (ChT-1000), 1500 (ChT-1500) Hz het meest gebruikt. In dit geval is de frequentieafwijking fm van de bekrachtiger ten opzichte van de nominale (gemiddelde) oscillatiefrequentie van de zender respectievelijk + 62,5 Hz; + 125 Hz; + 500Hz; +750Hz.
De gemiddelde frequentie fo wordt de draaggolf genoemd (nominaal frequentie. Opgemerkt moet worden dat de term "draaggolffrequentie" in frequentietelegrafie zeer voorwaardelijk wordt ingevoerd, aangezien bij FT de uitzending nooit op de frequentie fo werkt. De doelmatigheid van het invoeren van deze term is alleen vanwege het feit dat de draaggolffrequentie numeriek gelijk is aan de gemiddelde frequentie van het frequentiespectrum aan de uitgang van de zender en daarom de nominale werkfrequentie van de zender is.
Het spectrum van FT-signalen hangt niet alleen af ​​van de snelheid van telegrafie (van de hoofdfrequentie van telegrafie), maar ook van de grootte van de frequentieverschuiving en de methode voor het genereren van FT-signalen. Er zijn twee manieren om chirp-signalen te vormen: met een onderbreking in de fase van hoogfrequente oscillaties en zonder deze te breken.
In het eerste geval wordt het FT-signaal gevormd door afwisselend twee onafhankelijke bronnen van hoogfrequente oscillaties aan te sluiten op het versterkingspad van de zender. Een van de bronnen genereert oscillaties met een bepaalde frequentie en is verbonden met stroomloze (negatieve) uitzendingen van het primaire signaal. De tweede genereert oscillaties met een frequentie die verschilt van de eerste frequentie (verschoven ten opzichte van de frequentie) met de waarde fc. Deze bron is verbonden met de huidige (positieve) uitzendingen van het primaire signaal.
Omdat beide bronnen van hoogfrequente oscillaties onafhankelijk zijn, neemt de oscillatiefase tijdens het schakelen een willekeurige waarde aan, d.w.z. er treedt een fasebreuk op.
Bij de tweede methode voor het genereren van signalen wordt één bron van hoogfrequente oscillaties gebruikt, die bij stroomloze (negatieve) uitzendingen van het primaire signaal oscillaties genereert met een frequentie fа, en bij stroom (positieve) oscillaties met een frequentie fв. Omdat één bron wordt gebruikt, vindt de verandering in de oscillatiefrequentie continu plaats, zonder de fase van de hoogfrequente oscillatie te onderbreken. Een dergelijk chirp-signaal kan worden beschouwd als een speciaal geval van frequentiemodulatie van een hoogfrequente oscillatie door een discreet signaal
Met behulp van de methoden van frequentietelegrafie is het mogelijk om twee verschillende telegraafberichten over het radiokanaal te verzenden. Deze transmissiemethode wordt dubbele frequentietelegrafie (DFT) genoemd en komt overeen met emissieklasse F.
Amplitudesleuteling is een verandering in het signaal, waarbij de amplitude van de draaggolfoscillatie abrupt verandert. AMn kan worden beschouwd als een speciaal geval van quadrature keying
Telegraafsignalen - Morsecode - worden meestal verzonden met behulp van amplitudemanipulatie. In de zender is deze methode het eenvoudigst geïmplementeerd in vergelijking met andere soorten manipulatie. Een ontvanger voor het op gehoor ontvangen van telegraafsignalen is daarentegen iets gecompliceerder: hij moet een lokale oscillator bevatten die werkt op een frequentie die dicht bij de frequentie van het ontvangen signaal ligt, zodat aan de uitgang van de ontvanger een verschilgeluidsfrequentie kan worden onderscheiden. Geschikte ontvangers zijn directe conversie, regeneratief in de generatiemodus en superheterodyne met een extra "telegraaf" lokale oscillator.
De amplitude van het hoogfrequente signaal aan de uitgang van de radiozender heeft slechts twee waarden: aan en uit. Dienovereenkomstig wordt het in- of uitschakelen ("keying") uitgevoerd door de operator met behulp van een telegraafsleutel of met behulp van een automatische telegraafpakketgenerator (morsecodesensor, computer). De omhullende van een radiopuls (een elementaire boodschap - punten en streepjes) is in de praktijk natuurlijk niet rechthoekig (zoals schematisch weergegeven in de figuur), maar heeft vloeiende voor- en achterranden. Anders kan het frequentiespectrum van het signaal onaanvaardbaar breed worden en bij het ontvangen van een signaal worden onaangename klikken gevoeld.

Faseverschuiving ingetoetst het signaal ziet er als volgt uit:

waar G(t) bepaalt de signaalomhullende; is het modulerende signaal. kan nemen m discrete waarden.

Als m= 2, dan wordt fasesleuteling genoemd binaire faseverschuivingstoetsen(1 bit per 1 faseovergang) als m = 4 - kwadratuur phase shift keying(2 bits per 1 faseovergang), m= 8 (3 bits per faseverandering), enz.

Dus het aantal bits N verzonden door één fasesprong is het vermogen waarnaar twee wordt verhoogd bij het bepalen van het aantal fasen dat nodig is om te zenden N- ordinaal binair getal.

signaal met faseverschuiving ik ben(t) kan worden beschouwd als een lineaire combinatie van twee orthonormale signalen ja 1 en ja 2.

10. Vermogensspectra.

4. Beperkte spectrumsignalen. Stelling van Kotelnikov

4.1. Ontleding van continue signalen in de Kotelnikov-reeks

Het spectrum van de periodieke reeks delta-pulsen volgens de formule voor u(t) heeft de volgende vorm:

4.2. Spectrum van het gesamplede signaal

4.3. Spectrum van een signaal bemonsterd door pulsen van eindige duur (amplitude-pulse gemoduleerd (AIM) signaal)

4.4. Reconstructie van een continu signaal uit monsters

4.5. Bemonsterings- en reconstructiefouten van continue signalen

5. Willekeurige processen

5.1. Kenmerken van willekeurige processen

Kansverdelingsfunctie cn (df).

Tweedimensionaal fr.

Willekeurige proceskansdichtheidsfunctie (pdf)

5.2. Normaal willekeurig proces (Gauss-proces)

5.3. PDF en PDF voor een harmonische oscillatie met een willekeurige beginfase

5.4. PDF voor de som van een normaal willekeurig proces en een harmonische oscillatie met een willekeurige beginfase

5.5. Envelop en fase van een smalbandig willekeurig proces

5.6. fluctuatie geluid

6. Complexe weergave van signalen en interferentie

6.1. Het concept van een analytisch signaal

6.2. Envelop, momentane fase en momentane frequentie van een smalbandig willekeurig proces

7. Correlatiefunctie van deterministische signalen:

7.1. Echte signaal autocorrelatie

Eigenschappen van de autocorrelatiefunctie van een reëel signaal:

7.2. Discrete signaal autocorrelatie

7.3. Relatie tussen de correlatiefunctie en het energiespectrum

7.4. Praktische toepassing van de correlatiefunctie

Methoden voor het genereren en converteren van signalen

8. Signaalmodulatie:

8.1. Algemene bepalingen

8.2. Amplitudemodulatie van harmonische oscillatie

8.3. Gebalanceerde en enkel-zijband harmonische draaggolfmodulatie

9. Methoden voor hoekmodulatie

9.1. Principes van frequentie en fase (hoek)modulatie

9.2. Spectrum van hoekmodulatiesignalen

9.3. Vorming en detectie van amplitude- en enkelzijband-amplitudemodulatiesignalen

9.4. Vorming en detectie van hoekmodulatiesignalen

10. Signaalmanipulatie

10.1. Temporele en spectrale kenmerken van signalen met amplitudeverschuiving

10.2. Temporele en spectrale kenmerken van signalen met frequentieverschuiving

10.3. Fase (relatieve fase) keying van signalen

Algoritmen voor digitale signaalverwerking

11. Grondbeginselen van digitale signaalverwerking

11.1. Algemene concepten van digitale verwerking

11.2. Signaalkwantisatie:

11.3. Signaalcodering:

11.4. Signaaldecodering:

12. Verwerking van discrete signalen

12.1. Algoritmen voor discrete en snelle Fourier-transformaties

12.2. Stationaire lineaire discrete circuits

12.3. Eindige impulsresponscircuits (FIR-circuits)

12.4. recursieve ketens

12.5. Fox ketting stabiliteit

13. Digitale filters

13.1. Methoden voor het synthetiseren van FIR-filters

13.2. Synthese van bi-filters op basis van analoog-naar-digitaal transformatie

Kanalen van verbinding

14. Elektrische communicatiekanalen

14.1. Basisdefinities

14.2. Continue kanaalmodellen

14.3. Discrete kanaalmodellen

Theorie van verzending en codering van berichten

15. Informatieoverdrachttheorie

15.1. De hoeveelheid informatie die via een afzonderlijk kanaal wordt verzonden

15.2. Discrete kanaalbandbreedte

15.3. Bandbreedte van een symmetrisch discreet kanaal zonder geheugen

15.4. Compressiemethoden voor discrete berichten

De Shannon-Fano-code bouwen

De Huffman-code bouwen

15.5. De hoeveelheid informatie die via een continu kanaal wordt verzonden

15.6. Doorvoer van een continu kanaal

Kenmerken van typische communicatiekanalen met meerdere kanalen

16. Berichtcoderingstheorie

16.1. Basisconcepten

16.2. Foutdetectiecodes

16.3. Correctiecodes

Overeenstemming van syndromen met foutconfiguraties

Relatie tussen n, m en k

Onherleidbare veeltermen p(X)

Ruisimmuniteit

17. Ruisimmuniteit van discrete berichttransmissiesystemen

17.1. Basisconcepten en termen

17.2. Binair probleem van het testen van eenvoudige hypothesen

17.3. Ontvangst van een volledig bekend signaal (coherente ontvangst)

17.4. Overeenkomende filtering

17.5. Potentiële ruisimmuniteit van coherente ontvangst

17.6. Onsamenhangende ontvangst

17.7. Potentiële ruisimmuniteit van onsamenhangende ontvangst

18. Ruisimmuniteit van systemen voor continue berichtoverdracht

18.1. Optimale signaalschatting

18.2. Optimale filtering van willekeurige signalen

18.3. Potentiële ruisimmuniteit van verzending van continue berichten

19. Adaptieve ontstoringsapparaten

19.1. Grondbeginselen van adaptieve ruisonderdrukking

19.2. Stationaire storingsonderdrukking

19.3. Adaptief notch-filter

19.4. Adaptief hoogdoorlaatfilter

19.5. Afwijzing van periodieke interferentie met een adaptieve voorspeller

19.6. Adaptief volgfilter

19.7. Adaptieve opslag

Communicatie via meerdere kanalen en informatiedistributie

20. Principes van communicatie via meerdere kanalen en verspreiding van informatie

20.1. Algemene bepalingen

20.2. Frequentieverdelingskanalen

20.3. Tijdelijke kanaalscheiding

20.3. Codeverdeling van kanalen

20.4. Synchronisatie in slaapstand met meervoudige toegang

20.5. Schakelen in communicatienetwerken

Efficiëntie van communicatiesystemen

21. Evaluatie van de effectiviteit en optimalisatie van de parameters van telecommunicatiesystemen (tks)

21.1. Prestatiecriteria

21.2. Efficiëntie van analoge en digitale systemen

Formules voor geschatte berekeningen van de frequentie-efficiëntie van sommige signaalensembles

Winst- en informatie-efficiëntie van sommige continue berichtensystemen

21.3. Selectie van signalen en foutcorrigerende codes

22. Evaluatie van de effectiviteit van het radiocommunicatiesysteem

22. 1. Tactische en technische parameters van het radiocommunicatiesysteem

22.2. Schatting van de signaal-ruisverhouding aan de ingang van radio-ontvangers van een radiotechnisch communicatiesysteem

22.3. Optimale filtering van continue signalen

22.4. De hoeveelheid informatie bij het ontvangen van discrete signalen van een radiotechnisch communicatiesysteem

Foutkans voor verschillende soorten signalen en ontvangst

De hoeveelheid informatie voor verschillende soorten signalen en ontvangst

22.5. De hoeveelheid informatie bij optimale ontvangst van continue signalen

22.6. Signaal-ruisversterking

Berekeningsformules voor de versterking van de optimale demodulator voor verschillende soorten modulatie

22.7. Bandbreedte van kanalen van een radiotechnisch communicatiesysteem

Informatietheoretisch concept van cryptoprotectie van berichten in telecommunicatiesystemen

23. Grondbeginselen van cryptografische bescherming van berichten in communicatiesystemen

23.1. Basisconcepten van cryptografie

23.2. Vervangingsmethode:

23.3. Versleutelingsmethoden op basis van een pseudo-willekeurige nummergenerator

23.4. Mengmethoden

23.5. Cryptosystemen met openbare sleutel

13.6. Digitale handtekening

Conclusie

Lijst van afkortingen

Basis aanduidingen

Literatuur

Elektrische communicatie theorie

10.3. Fase (relatieve fase) keying van signalen

Op dit moment zijn verschillende varianten van twee-positie (binaire) en multi-positie faseverschuivingssleutels ontwikkeld. In radio-informatietransmissiesystemen worden binaire, vier-positie en acht-positie phase shift keying (PSK) het vaakst gebruikt. Deze signalen zorgen voor een hoge transmissiesnelheid, worden gebruikt in radiocommunicatie, in fasetelegrafiesystemen en bij de vorming van complexe signalen.

Temporele en spectrale kenmerken van signalen met faseverschuiving

De eenvoudigste is de binaire PSK, waarbij de verandering in de fase van de draaggolfoscillatie abrupt optreedt op bepaalde momenten van het primaire signaal (Fig. 10.9 maar) tot 0 of 180 o ; terwijl de amplitude en draaggolffrequentie ongewijzigd blijven.

Rijst. 10.9. Temporele en spectrale kenmerken van de vorming van het PSK-signaal

Het PSK-signaal heeft de vorm van een reeks radiopulsen (segmenten van harmonische oscillaties) met een rechthoekige omhulling (Fig. 10.9 in) :

waar x C( t) is een genormaliseerde functie die de waarden -1 en 1 aanneemt en de veranderingen in het informatiesignaal herhaalt (Fig. 10.9 maar); ∆φ m– faseafwijking (maximale faseafwijking van de oorspronkelijke).

waarde φ m kan elk zijn, maar voor een beter onderscheid tussen twee signalen bij de ontvangst, is het raadzaam dat ze zoveel mogelijk van elkaar verschillen in fase, d.w.z. door 180 o (∆ φ m = π ).

Sommige PSK-oscillaties zullen dus in fase zijn met de draaggolfoscillaties, terwijl andere 180 o tegengesteld in fase zijn.

Een dergelijk signaal kan worden weergegeven als een som van twee AMn-signalen, met tegenfasedragers 0 o en 180 o: S fmn ( t) = S 1AMn ( t) + S 2AMn ( t).

Het blokschema van de modulator wordt in dit geval geïmplementeerd met behulp van twee onafhankelijke bronnen van oscillatie (generatoren) met verschillende beginfasen, waarvan de uitgangen worden bestuurd door een informatiesignaal met behulp van een sleutel (Fig. 10.10).

Het spectrum van FMn-oscillaties wordt gevonden door de spectra van oscillaties op te tellen S 1AMn ( t) En S 2AMn ( t) :

(10.9)

EN
Uit de formule volgt dat het spectrum van PSK-oscillaties in het algemeen de draaggolfoscillatie bevat, de bovenste en onderste zijbanden, bestaande uit de vertrekkende frequenties ( k 2f n ± k 2pF 1)t.

Analyse van de spectra van PSK-signalen (Fig. 10.9) voor verschillende waarden van ∆ φ m laat zien dat als ∆ φ m van 0 tot π herverdeling van signaalenergie vindt plaats

tussen de draaggolf en

Rijst. 10.10. Structureel diagram van de zijcomponenten, en wanneer

vorming van PSK-oscillaties ∆ φ m = π alle signaalenergie

alleen in de zijbanden. Van afb. 10.11 volgt dat het amplitudespectrum van het PSK-signaal dezelfde componenten bevat als het spectrum van het PSK-signaal, en voor de duty cycle t/τ u = 2 component bij de draaggolffrequentie is afwezig. De amplitudes van de zijcomponenten van het PSK-signaal zijn 2 keer groter dan het AMn-signaal.

Dit komt door de superpositie van 2 spectra - het spectrum van het PSK-signaal en de draaggolf. In het interval waar de oscillaties in fase zijn, verdubbelt de totale amplitude, en waar de fasen tegengesteld zijn, wordt het gecompenseerd, als resultaat, om het FMn-spectrum te vinden, volstaat het om het spectrum van de AMn-oscillatie te bepalen.

De gelijkheid van de frequentiebanden van het AMn- en PSK-signaal impliceert ook de gelijkheid van de maximaal mogelijke modulatiesnelheden. De grote amplitude van de spectrale componenten van het PSK-signaal in vergelijking met het AMn leidt tot een grotere ruisimmuniteit.

Rijst. 10.11. Spectra van bij verschillende waarden

faseafwijking

Bij PSK is de beginfase een informatieparameter en in de algoritmen van de fasedemodulator moeten, om informatie over de beginfase te verkrijgen, monsters van varianten van het verzonden signaal worden gevormd en opgeslagen die er nauwkeurig mee samenvallen in frequentie en begin fase. Maar bij de receptie zijn er geen tekens waarmee het mogelijk is om nauwkeurig een één-op-één correspondentie vast te stellen tussen de verzonden binaire symbolen en de signaalmonsters aan de demodulatoringang, waardoor het fenomeen van de zogenaamde "omgekeerde bediening" is mogelijk.

De onzekerheid van de beginfase wordt enerzijds verklaard door het feit dat een willekeurige en onbekende faseverschuiving wordt toegevoegd aan de verzonden fase in het communicatiekanaal. Aan de andere kant wordt de fase van het signaal altijd teruggebracht tot het interval 2 π en signalen die 2 . in fase verschillen π zijn hetzelfde voor de ontvanger.

Deze eigenschap van de ambiguïteit van de oplossing is typerend voor FSK. Met AMn verschilt het signaal dat door het communicatiekanaal is gegaan ook van het verzonden signaal, maar als aan de uitgang van de modulator een signaal met een grotere amplitude overeenkomt met een bepaald binair symbool, dan zal aan de ingang van de demodulator het signaal met een hogere amplitude komt overeen met hetzelfde symbool - er is geen dubbelzinnigheid. De situatie is vergelijkbaar in het geval van CHM. Als een van de twee frequenties groter is dan de andere aan de uitgang van de modulator, dan zal deze na alle transformaties in het kanaal groter blijven aan de ingang van de demodulator.

Tijdkarakteristieken van signalen met relatieve phase shift keying.

De dubbelzinnigheidskarakteristiek van PSK-signalen wordt geëlimineerd in systemen van relatieve-fasesleuteling (RPSK). Bij deze manier van manipuleren wordt informatie niet ingebed in de absolute waarde van de beginfase, maar in het verschil in de beginfasen van aangrenzende percelen, dat ook aan de ontvangende kant ongewijzigd blijft. Om het eerste binaire symbool in systemen met OPSK te verzenden, is één extra signaal nodig, dat wordt verzonden voordat de informatieoverdracht begint en de rol van referentie speelt.

Het proces van het vormen van een signaal met BPSK kan worden teruggebracht tot het genereren van een signaal met PSK door de verzonden binaire reeks te transcoderen. Het hercoderingsalgoritme is eenvoudig: als we aanduiden s C N= ± 1 als informatiesymbool dat moet worden verzonden naar N-de eenheidselement van het signaal, dan wordt het symbool gehercodeerd in overeenstemming met de regels van OPSK s rel N wordt gedefinieerd door de volgende herhalingsrelatie: s rel N (t) = s C N (t)∙s rel N- 1 (t). Om een ​​signaal met BPSK te krijgen, volstaat het om het ontvangen (opnieuw gecodeerde) signaal te vermenigvuldigen s rel N (t) aan de dragertrilling. Het blokschema van de modulator voor OPSK (Fig. 10.12) bevat een draaggolfgenerator, een vermenigvuldiger (PM) en een transcoder (relatieve encoder), bestaande uit een vermenigvuldiger en een geheugenelement.

De BPSK-signaaldemodulator bevat een fasedetector, bestaande uit een vermenigvuldiger en een laagdoorlaatfilter, waarop een referentieoscillatie wordt toegepast, die samenvalt met een van de varianten van het ontvangen signaal. Verdere berekening van het faseverschil en bepaling van de uitgezonden TEC wordt uitgevoerd door vermenigvuldiging van de signalen aan de uitgang van de detector, vertraagd ten opzichte van elkaar met de duur van een enkel interval.

Rijst. 10.12. DPSK-modulator en demodulator

Op afb. 10.13 toont de timingdiagrammen van de vorming van OPSK-signalen: a) niet-periodiek informatiesignaal; b) informatiesignaal in relatieve code; c) trillingen van de drager; d) BPSK-signaal aan de uitgang van de modulator.

Algoritmen voor demodulatie van signalen met PMSK in vergelijking met PSK worden geïllustreerd door de timingdiagrammen in Fig. 10.14 en 10.15.

Op afb. 10.15 toont de timingdiagrammen van demodulatie van de PMSK- en PMN-signalen met een enkele fout in het ontvangen radiosignaal, het signaal wordt als de initiële informatie genomen (Fig. 10.14 maar).

Rijst. 10.13. Timingdiagrammen voor het genereren van PMN-signalen:

a) een signaal met RPSK aan de uitgang van de modulator; b) een signaal met BPSK aan de ingang van de demodulator, een fout voor het 3e bericht is speciaal geïntroduceerd in het ontvangen signaal; c) referentie-oscillatie; d) het ontvangen informatiesignaal, aan de uitgang van de betreffende decoder; e) het ontvangen informatiesignaal aan de uitgang van de demodulator; f) het ontvangen informatiesignaal, aan de uitgang van de demodulator bij afwezigheid van een fout

Het geval van het optreden van een fasesprong in de referentieoscillatie wordt getoond in Fig. 10.15. In dit geval werd speciaal een fasesprong van 180 0 tussen het 2e en 3e bericht geïntroduceerd in de referentieoscillatie.

Dit maakt het mogelijk om het optreden van fouten in systemen met QPSK en QPSK te illustreren. In een PSK-systeem zijn, na het veranderen van de polariteit van de referentie-oscillatie, alle volgende symbolen foutief (omgekeerde werking), en de fout zal blijven bestaan ​​tot de volgende sprong in de fase van de referentie-oscillatie. In een BPSK-systeem leidt een sprongverandering in de polariteit van de referentieoscillatie tot een enkele fout, die de voordelen van BPSK-signalen bepaalt.

Rijst. 10.14. PSK en PSK demodulatie timing diagrammen

met één fout in het ontvangen radiosignaal

Er moet echter worden gewezen op de nadelen van systemen met BPSK, waarmee rekening moet worden gehouden bij het kiezen van modulatiemethoden:

de noodzaak om een ​​referentiebericht te verzenden aan het begin van een communicatiesessie;

een toename van de foutkans met ongeveer de helft;

het verschijnen van dubbele fouten in de digitale stroom, wat de codec bemoeilijkt bij het gebruik van corrigerende codes;

de complexiteit van het bouwen van een modem voor BPSK in vergelijking met een modem voor PSK.

Om een ​​systeem met PSK te implementeren, moet een speciaal kloksignaal (markersignaal) worden verzonden dat overeenkomt met een van de symbolen, bijvoorbeeld 0. Een andere manier om PSK te implementeren, is door speciale codes met redundantie te gebruiken, die het mogelijk maken om fouten detecteren, zoals inversie van alle symbolen. Dit alles leidt tot bepaalde verliezen - energie, snelheid en hardware. Daarom is het bij het kiezen van een PSK- of PMSK-modulatiemethode noodzakelijk om rekening te houden met hun voor- en nadelen.

Rijst. 10.15. PSK en PSK demodulatie timing diagrammen

bij het wijzigen van de polariteit van de referentieoscillatie

Digitale fasemodulatie is een veelzijdige en veelgebruikte methode voor het draadloos verzenden van digitale gegevens.

In het vorige artikel hebben we gezien dat we discrete veranderingen in de amplitude of frequentie van een draaggolf kunnen gebruiken als een manier om enen en nullen weer te geven. Het is niet verrassend dat we digitale data ook met een fase kunnen weergeven; deze methode wordt phase shift keying (PSK) genoemd.

Binaire faseverschuivingstoetsen

Het eenvoudigste type PSK wordt binaire faseverschuivingssleuteling (BPSK) genoemd, waarbij "binair" verwijst naar het gebruik van twee faseverschuivingen (één voor logische één en één voor logische nul).

We kunnen intuïtief herkennen dat het systeem betrouwbaarder zal zijn als de scheiding tussen deze twee fasen groot is - natuurlijk zal het voor de ontvanger moeilijk zijn om onderscheid te maken tussen een symbool met een faseverschuiving van 90° en een symbool met een faseverschuiving van 91°. We hebben een fasebereik van 360° om mee te werken, dus het maximale verschil tussen de fasen van een logische één en een logische nul is 180°. Maar we weten dat het 180° schakelen van een sinusgolf hetzelfde is als het omkeren ervan; dus kunnen we BPSK beschouwen als het eenvoudigweg omkeren van het draaggolfsignaal als reactie op een logische toestand en het in zijn oorspronkelijke toestand laten als reactie op een andere logische toestand.

Om de volgende stap te zetten, onthouden we dat het vermenigvuldigen van een sinusoïde met een negatieve eenheid hetzelfde is als het omkeren ervan. Dit resulteert in de mogelijkheid om BPSK te implementeren met behulp van de volgende basishardwareconfiguratie:

Basisschema voor het verkrijgen van een BPSK-signaal

Deze schakeling kan echter gemakkelijk leiden tot overgangen met een hoge helling in de draaggolfvorm: als een logische toestandsovergang optreedt wanneer het draaggolfsignaal zijn maximale waarde heeft, moet de draaggolfsignaalspanning snel naar zijn minimale waarde gaan.

Hoge helling in de BPSK-golfvorm wanneer de logische status van het basisbandsignaal verandert

Dergelijke gebeurtenissen met een hoge helling zijn ongewenst omdat ze energie creëren bij hoogfrequente componenten die kunnen interfereren met andere RF-signalen. Bovendien hebben versterkers een beperkt vermogen om plotselinge veranderingen in de uitgangsspanning te produceren.

Als we de bovenstaande implementatie verbeteren met twee extra functies, kunnen we soepele overgangen tussen karakters bieden. Ten eerste moeten we ervoor zorgen dat de periode van een digitale bit gelijk is aan een of meer volledige cycli van het draaggolfsignaal. Ten tweede moeten we de digitale overgangen synchroniseren met het draaggolfsignaal. Met deze verbeteringen zouden we het systeem zo kunnen ontwerpen dat een faseverandering van 180° optreedt wanneer het draaggolfsignaal zich op (of dichtbij) de nuldoorgang bevindt.

QPSK

BPSK zendt één bit per karakter uit, zoals we gewend zijn. Alles wat we hebben besproken over digitale modulatie is ervan uitgegaan dat het draaggolfsignaal verandert afhankelijk van of de digitale spanning logisch laag of logisch hoog is, en de ontvanger recreëert de digitale gegevens door elk teken te interpreteren als een 0 of 1.

Voordat we quadrature phase shift keying (QPSK) bespreken, moeten we het volgende belangrijke concept introduceren: er is geen reden waarom één symbool slechts één bit kan dragen. Het is waar dat de wereld van digitale elektronica is opgebouwd rond circuits waar de spanning zich aan het ene uiterste of het andere uiterste bevindt, zodat de spanning altijd één digitale bit is. Maar het radiosignaal is niet digitaal; in plaats daarvan gebruiken we analoge signalen om digitale gegevens te verzenden, en het is volkomen acceptabel om een ​​systeem te ontwikkelen waarin analoge signalen zodanig worden gecodeerd en geïnterpreteerd dat één teken twee (of meer) bits vertegenwoordigt.

Het voordeel van QPSK is de hogere datasnelheid: als we dezelfde symboolduur aanhouden, kunnen we de datasnelheid van zender naar ontvanger verdubbelen. Het nadeel is de complexiteit van het systeem. (Je zou kunnen denken dat QPSK gevoeliger is voor bitfouten dan BPSK omdat het minder scheiding tussen mogelijke waarden heeft. Dit is een redelijke veronderstelling, maar als je naar hun wiskunde kijkt, blijkt dat de foutkansen eigenlijk erg op elkaar lijken.)

Opties

QPSK-modulatie is natuurlijk een efficiënte modulatietechniek. Maar het kan verbeterd worden.

Fasesprongen

Standaard QPSK-modulatie zorgt ervoor dat symboolovergangen plaatsvinden met een hoge helling; aangezien de fasesprongen ±90° kunnen zijn, kunnen we de benadering die beschreven is voor de 180° fasesprongen gegenereerd door BPSK-modulatie niet gebruiken.

Dit probleem kan worden verholpen door een van de twee QPSK-opties te gebruiken. Offset QPSK (OQPSK), waarbij een vertraging wordt toegevoegd aan een van de twee digitale gegevensstromen die in het modulatieproces worden gebruikt, vermindert de maximale fasesprong tot 90 °. Een andere optie is π/4-QPSK, die de maximale fasesprong reduceert tot 135°. OQPSK heeft dus het voordeel fasediscontinuïteiten te verminderen, maar π/4-QPSK wint omdat het compatibel is met differentiële codering (hieronder besproken).

Een andere manier om met hiaten tussen tekens om te gaan, is door extra signaalverwerking te implementeren die zorgt voor soepelere overgangen tussen tekens. Deze benadering is opgenomen in een modulatieschema dat minimum shift keying (MSK) wordt genoemd en een verbetering van MSK die bekend staat als Gaussian MSK (GMSK).

Differentiële codering:

Een andere moeilijkheid is dat de demodulatie van PSK-signalen moeilijker is dan die van FSK-signalen. Frequentie is "absoluut" in de zin dat veranderingen in frequentie altijd kunnen worden geïnterpreteerd door signaalveranderingen in de tijd te analyseren. Fase is echter relatief in die zin dat het geen universeel referentiepunt heeft - de zender genereert faseveranderingen met betrekking tot een bepaald tijdstip, terwijl de ontvanger faseveranderingen kan interpreteren met betrekking tot een ander tijdstip.

De praktische manifestatie hiervan is dat als er verschillen zijn tussen de fasen (of frequenties) van de oscillatoren die worden gebruikt voor modulatie en demodulatie, de PSK onbetrouwbaar wordt. En we moeten ervan uitgaan dat er faseverschillen zullen zijn (tenzij de ontvanger een draaggolfherstelcircuit heeft).

Differentiële QPSK (DQPSK, differentiële QPSK) is een variant die compatibel is met niet-coherente ontvangers (d.w.z. ontvangers die de demodulatiegenerator niet synchroniseren met de modulatiegenerator). Differentiële QPSK codeert gegevens door een bepaalde faseverschuiving van het vorige symbool te creëren, zodat het demodulatiecircuit de fase van het symbool analyseert met behulp van een referentiepunt dat gemeenschappelijk is voor zowel de ontvanger als de zender.

Overzicht

• Binaire phase shift keying (BPSK) is een eenvoudige modulatietechniek die één bit per symbool kan verzenden.
• Quadrature phase shift keying (QPSK) is complexer, maar verdubbelt de gegevenssnelheid (of bereikt dezelfde gegevenssnelheid met de helft van de bandbreedte).
• Kwadratuur phase-shift keying (OQPSK), π/4-QPSK, minimum phase shift keying (MSK) zijn modulatieschema's die de effecten van spanningsveranderingen in hoog-slope draaggolfsignaal tussen symbolen verminderen.
• Differentiële QPSK (DQPSK) gebruikt het faseverschil tussen aangrenzende symbolen om problemen te voorkomen als gevolg van een gebrek aan fasesynchronisatie tussen de zender en ontvanger.