Включването на нелинейни товари в мрежата за променлив ток, например лампи с газоразрядни лампи, контролирани електродвигатели, импулсни захранвания, води до факта, че токът, консумиран от тези устройства, има импулсен характер с голям процент висок хармоници. Поради това при работа с различно оборудване могат да възникнат проблеми с ЕМС. Това също води до намаляване на активната мощност на мрежата.
За да се предотвратят подобни негативни ефекти върху електрозахранващите мрежи в Европа и САЩ, стандартът IEC IEC 1000-3-2, който определя нормите за хармонични компоненти на потреблението на ток и коефициента на мощност за захранващи системи с мощност над 50 W и всички видове осветителна техника. Започвайки от 80-те години на миналия век до наши дни, тези стандарти са последователно затягани, което предизвика необходимостта от специални мерки и накара разработчиците на оборудване да разработят различни варианти за схеми, които осигуряват увеличаване на фактора на мощността.
От 80-те години на миналия век в гореспоменатите страни започнаха активно да се разработват и използват микросхеми, въз основа на които лесно могат да се създават прости коректори на фактора на мощността за токоизправители и електронни баласти.
В Съветския съюз, а по-късно и в Руската федерация, такива ограничения не бяха наложени на потребителите на електроенергия. Поради тази причина подобряването на фактора на мощността е отделено малко внимание в техническата литература. През последните години ситуацията се промени донякъде, до голяма степен поради наличието на вносни електронни компоненти, чието използване дава възможност за създаване на активни коректорни схеми, които са надеждни при работа и евтини на цена.
Мощност на изкривяването и обобщен фактор на мощността
Отрицателното въздействие върху захранващата мрежа се определя от два компонента: изкривяване на формата на тока на захранващата мрежа и консумация на реактивна мощност. Степента на влияние на потребителите върху захранващата мрежа зависи от нейната мощност.
Изкривяването на формата на тока се дължи на факта, че токът на входа на преобразувателя на клапана е несинусоидален (Фигура 1). Несинусоидалните токове създават несинусоидални спадове на напрежението върху вътрешното съпротивление на захранващата мрежа, причинявайки изкривяване на формата на захранващото напрежение. Несинусоидалните мрежови напрежения се разлагат в серия на Фурие на нечетни синусоидални компоненти на по-високи хармоници. Първият е основният (този, който в идеалния случай трябва да бъде), третият, петият и т.н. По-високите хармоници имат изключително негативен ефект върху много потребители, принуждавайки ги да използват специални (често много скъпи) мерки за неутрализирането им.
Ориз. 1.
Консумацията на реактивна мощност води до изоставане на тока от напрежението с ъгъл (Фигура 2). Реактивната мощност се консумира от токоизправители, използващи тиристори с една операция, които забавят момента на включване спрямо точката на естествено превключване, което води до изоставане на тока от напрежението. Но още повече реактивна мощност се консумира от асинхронни електродвигатели, които имат предимно индуктивен характер на натоварването. Това води до колосални загуби на полезна мощност, за които освен това никой не иска да плаща - домакинските електромери отчитат само активната мощност.
Ориз. 2.
За да се опише ефектът на преобразувателя върху захранващата мрежа, се въвежда концепцията за обща мощност:
, където:
- ефективна стойност на първичния стрес,
- ефективна стойност на първичния ток,
, - ефективни стойности на напрежението и тока на първичния хармоник,
Ефективни стойности на напрежения и токове на по-високи хармоници.
Ако първичното напрежение е синусоидално - 
, тогава:
,
,
ϕ 1 е фазовият ъгъл между синусоидалното напрежение и първия хармоник на тока.
N е мощността на изкривяване, причинено от потока на по-високи хармонични токове в мрежата. Средната мощност за периода, дължаща се на тези хармоници, е нула, тъй като честотите на хармоника и първичното напрежение не съвпадат.
По-високите хармоници на токовете причиняват смущения в чувствителното оборудване и допълнителни загуби от вихров ток в мрежовите трансформатори.
За преобразуватели на клапани се въвежда концепцията за фактор на мощността χ, който характеризира ефекта на реактивната мощност и мощността на изкривяване:
,
е коефициентът на изкривяване на първичния ток.
По този начин е очевидно, че факторът на мощността зависи от ъгъла на изоставане на тока спрямо напрежението и големината на по-високите хармоници на тока.
Техники за подобряване на фактора на мощността
Има няколко начина за намаляване на негативното влияние на преобразувателя върху захранващата мрежа. Ето някои от тях:
Използване на многостепенно фазово управление (Фигура 3).
Ориз. 3.
Използването на токоизправител с отводи от трансформатор води до увеличаване на броя на пулсациите за период. Колкото повече кранове от трансформатора, толкова по-голям е броят на вълните за период, толкова по-близо е вълновата форма на входния ток до синусоидалната. Значителен недостатък на този метод е високата цена и размерите на трансформатора с достатъчен брой кранове (за да се постигне ефектът, трябва да има повече от тях, отколкото на фигурата). Изработването на навиващ елемент с такава сложност е много трудна задача, която не се поддава добре на автоматизация - оттук и цената. И ако разработеният вторичен източник на захранване е малък, тогава този метод е недвусмислено неприемлив.
Ориз. 4.
Увеличаване на фазата на токоизправителя. Методът води до увеличаване на броя на пулсациите за период. Недостатъкът на този метод е много сложен дизайн на трансформатора, скъп и обемист токоизправител. Освен това не всички потребители имат трифазна мрежа.
Използване коректори на фактора на мощността (PFC)... Има електронни и неелектронни PFC. Електромагнитните компенсатори на реактивна мощност се използват широко като неелектронни KKM - синхронни двигатели, които генерират реактивна мощност в мрежата. Очевидно по очевидни причини такива системи са неподходящи за домашни потребители. Електронният KKM - система от схемни решения, предназначени да увеличат фактора на мощността - е може би най-оптималното решение за битова консумация.
Принцип на действие на ККМ
Основната задача на KKM е да намали до нула изоставането на консумирания ток от напрежението в мрежата, като същевременно поддържа синусоидалната форма на тока. За да направите това, е необходимо да вземете ток от мрежата не на кратки интервали, а през целия период на работа. Изчерпаната мощност от източника трябва да остане постоянна, дори ако мрежовото напрежение се промени. Това означава, че когато мрежовото напрежение намалява, токът на натоварване трябва да се увеличи и обратно. За тези цели са подходящи преобразуватели с индуктивно съхранение и пренос на енергия при връщане.
Методите за корекция могат да бъдат грубо разделени на нискочестотни и високочестотни. Ако честотата на коректора е много по-висока от честотата на мрежата, това е високочестотен коректор, в противен случай е нискочестотен.
Нека разгледаме принципа на работа на типичен коректор на мощността (Фигура 5). На положителната полувълна, в момента, в който мрежовото напрежение преминава през нула, транзисторът VT1 се отваря, токът преминава през веригата L1-VD3-VD8. След изключване на транзистора VT1, дроселът започва да отдава съхраняваната в него енергия през диодите VD1 и VD6 във филтриращия кондензатор и натоварване. При отрицателна полувълна процесът е подобен, само други двойки диоди работят. В резултат на използването на такъв коректор, консумацията на ток има псевдосинусоидален характер, а факторът на мощността достига 0,96 ... 0,98. Недостатъкът на тази схема е големият размер поради използването на нискочестотен дросел.
Ориз. 5.
Увеличаването на честотата на KKM ви позволява да намалите размера на филтъра (Фигура 6). Когато превключвателят на захранването VT1 е отворен, токът в дросела L1 се увеличава линейно - докато диодът VD5 е затворен, а кондензаторът C1 се разрежда към товара.
Ориз. 6.
След това транзисторът се изключва, напрежението в дросела L1 включва диода VD5 и дроселът дава натрупаната енергия на кондензатора, като едновременно с това захранва товара (Фигура 7). В най-простия случай веригата работи с постоянен работен цикъл. Има начини за повишаване на ефективността на корекцията чрез динамична промяна на работния цикъл (т.е. чрез съпоставяне на цикъла с обвивката на напрежението на мрежовия токоизправител).
Ориз. 7. Форми на напрежения и токове на високочестотен PFC: а) с променлива честота на превключване, б) с постоянна честота на превключване
Микросхеми за изграждане на високопроизводителни коректори от STMicroelectronics
Като се имат предвид възможностите на съвременната електронна индустрия, високочестотните PFC са най-добрият избор. Интегралната производителност на целия коректор на мощността или неговата контролна част всъщност се превърна в стандарт. В момента има по-голямо разнообразие от контролни микросхеми за изграждане на PFC вериги, произведени от различни производители. Сред цялото това разнообразие си струва да се обърне внимание на микросхемите L6561 / 2/3, произведени от STMicroelectronics (www.st.com).
L6561, L6562 и L6563- серия от микросхеми, специално проектирани от инженерите на STMicroelectronics за изграждане на високоефективни коректори на фактора на мощността (Таблица 1).
Маса 1. Микросхеми за коректор на фактора на мощността
| име | Волтаж захранване, V |
Текущ включвания, μA |
Консумационен ток в активен режим, mA | Консумация на ток в режим на готовност, mA | Изходен ток на отклонение, μA | Време за нарастване на тока на превключвателя на захранването, ns | Време на затихване на тока на превключвателя на захранването, ns |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6561 | 11…18 | 50 | 4 | 2,6 | -1 | 40 | 40 |
| L6562 | 10,3…22 | 40 | 3,5 | 2,5 | -1 | 40 | 30 |
| L6563 | 10,3…22 | 50 | 3,8 | 3 | -1 | 40 | 30 |
Въз основа на L6561 / 2/3 може да се изгради евтин, но ефективен коректор (Фигура 8). Благодарение на вградената система за предсказуемо управление, разработчиците успяха да постигнат висока точност на регулиране на изходното напрежение (1,5%), контролирано от вградения усилвател за несъответствие.
Ориз. осем.
Осигурена е възможност за взаимодействие с DC / DC преобразувател, свързан към коректора. Това взаимодействие се състои в изключване на преобразувателя от микросхемата (ако поддържа такава възможност) в случай на неблагоприятни външни условия (прегряване, пренапрежение). От друга страна, преобразувателят може също да инициира включването и изключването на микросхемата. Вграденият драйвер ви позволява да управлявате мощни MOSFET или IGBT. Според производителя на базата на LP6561 / 2/3 може да се реализира захранване с мощност до 300 W.
За разлика от аналозите на други производители, LP6561 / 2/3 са оборудвани със специални вериги, които намаляват проводимостта на изкривяването на входния ток, което възниква, когато входното напрежение достигне нула. Основната причина за тази интерференция е "мъртвата зона", която възниква по време на работа на диоден мост, когато и четирите диода са затворени. Двойка диоди, работещи на положителна полувълна, се оказват затворени поради промяна в полярността на захранващото напрежение, а другата двойка все още не е успяла да се отвори поради собствения си бариерен капацитет. Този ефект се засилва при наличието на филтърен кондензатор, разположен зад диодния мост, който при обръщане на полярността на захранването запазва известно остатъчно напрежение, което не позволява на диодите да се отворят навреме. По този начин е очевидно, че токът не тече в тези моменти, формата му е изкривена. Използването на нови PFC контролери може значително да намали времето на "мъртвата зона", като по този начин намалява изкривяването.
В някои случаи би било много удобно да се контролира изходното напрежение, подавано към DC/DC преобразувателя, като се използва PFC. L6561 / 2/3 позволяват този контрол, наречен "контрол на усилване на проследяване". За да направите това, просто инсталирайте резистор между щифта TBO и GND.
Трябва да се отбележи, че и трите микросхеми са съвместими помежду си. Това може значително да опрости дизайна на печатната платка на устройството.
Така че, могат да се разграничат следните характеристики на микросхемите L6561 / 2/3:
конфигурируема защита от пренапрежение;
ултра нисък стартов ток (по-малко от 50 μA);
нисък ток на покой (по-малко от 3 mA);
широк диапазон от входни напрежения;
вграден филтър, който повишава чувствителността;
възможността за изключване от товара;
възможността за контрол на изходното напрежение;
възможността за директно взаимодействие с преобразувателя.
Заключение
В момента има строги изисквания за спазване на мерките за безопасност и икономичност на съвременните електронни устройства. По-специално, при проектирането на модерни импулсни захранвания е необходимо да се вземат предвид официално приетите стандарти. IEC 1000-3-2 е стандартът за всяко импулсно захранване с висока мощност, тъй като определя границите на хармоничния ток и фактора на мощността за енергийни системи над 50 W и всички видове осветително оборудване. Наличието на коректор на фактора на мощността помага да се изпълнят изискванията на този стандарт, т.е. присъствието му в мощно захранване е проста необходимост. L6561 / 2/3 е оптималният избор за конструиране на ефективен и в същото време евтин коректор на фактора на мощността.
Получаване на техническа информация, поръчка на мостри, доставка - e-mail:
Относно ST Microelectronics
Разглеждат се въпросите за създаване на пасивни коректори на фактора на мощността за захранващи модули, работещи от еднофазни и трифазни мрежи. Пасивните коректори на мощност, използващи само дросели и кондензатори, са прости, надеждни и не генерират радиосмущения. За такива коректори на мощност са дадени технически решения и основни конструктивни отношения.
Мрежовите източници на вторично захранване (ИВП) с безтрансформаторен вход (БТВ), поради високите си енергийни и масово-размерни характеристики, на практика изместиха традиционните през последните 20 години. В същото време възникнаха два сериозни проблема, свързани с използването на такъв IVEP. Първият се дължи на факта, че сега електронното оборудване (REA) включва нов мощен генератор на радиосмущения, който значително влоши електромагнитната среда. За намаляване на смущенията в захранванията на базата на IWEP с BTV се използват филтри за радиосмущения (FRP), както във входните, така и в изходните вериги, които заемат до 10% от обема на устройството.
Друг проблем на такъв IVEP е свързан с импулсна консумация на ток. При IVEP с BTV входният токоизправител с капацитивен филтър консумира импулсен ток от мрежата с продължителност само 0,25-0,3 полупериода със съответно увеличение на неговата амплитуда. Несинусоидалният характер на консумирания ток причинява изкривявания във формата на кривата на напрежението на захранващата мрежа и това се проявява най-остро в мрежи с ограничена мощност, които включват електрозахранващи системи (SES) на автономни обекти. Известно е, че такива SPP се изграждат на базата на вградени електрически агрегати, прикачни електроцентрали, електрически инсталации с извеждане на мощност, чиято стойност е избрана съизмерима с мощността, консумирана от електронното оборудване.
Разработчиците на електронно оборудване са се сблъсквали с изкривявания на вълновата форма на напрежението на първичните източници с ограничена мощност преди, когато са използвали трансформаторни токоизправители. Често срещано изискване беше използването на токоизправителни товари, които не бяха повече от 20-30% от мощността на първичните източници. Въвеждането на IVEP с бронирани превозни средства рязко изостри този проблем.
Изкривяванията на формата на кривата на напрежението на захранващата мрежа не само нарушават функционирането на други консуматори, свързани паралелно с IWEP с BTV към EA, но и нарушават работата на самия източник. Формата на напрежението на изхода на EA при работа на IVEP с AFV със сравнима мощност става трапецовидна. Регулаторът EA се опитва да поддържа средната стойност на това напрежение на нивото на средната стойност на синусоидалното напрежение. В резултат на това значително се увеличават токове на намагнитване на мрежовите трансформатори в обслужващите източници на ИВЕП с БТВ, които прегряват и отказват.
При импулсна консумация на ток силата на изкривяване също се увеличава рязко. Коефициентът на мощност на IVEP с BTV не надвишава 0,7. При стационарни съоръжения, където се използват десетки компютри с такъв IVEP, поради допълнителната мощност на изкривяване е необходимо да се увеличи мощността на входящата мощност. Например, за захранване на десет работни станции с персонални компютри е необходима мощност от около 3 kW. В този случай от мрежата ще се консумират едновременно активна мощност от 3 kW и мощност на изкривяване от 1,5 kVA, което по отношение на последствията е равно на реактивната мощност. В този случай трябва да се монтира вход за захранване, проектиран за мощност от 3,35 kVA. В САЩ именно този капацитет се взема предвид при заплащане на електроенергия за автономно съоръжение.
Има и друга причина, поради която консумацията на ток в неподвижни обекти трябва да бъде синусоидална. Повечето сгради имат по-малък нулев проводник от фазовия проводник. При натоварвания с нисък коефициент на мощност нулевият проводник, в който се сумират по-високите хармоници, се претоварва и изгаря.
Поради изброените по-горе причини, Международната електротехническа комисия (IEC) въведе стандарт 552-2 от 1992 г., изискващ задължителна корекция на фактора на мощността (æ) за консуматори с мощност над 200 W.
За осигуряване на синусоидалната форма на консумирания ток на входа на IWEP с BTV се монтират активни или пасивни коректори на коефициента æ. Активните коректори, изградени на базата на транзисторни високочестотни преобразуватели, осигуряват висок фактор на мощността (над 0,98) и имат ефективност от 96 до 98%. Но сложността на активните коректори намалява надеждността и увеличава цената на IVEP като цяло. Радиосмущенията също се увеличават. Следователно е необходимо да се изследват пасивни коректори, които са прости и надеждни, тъй като се състоят от един дросел и няколко кондензатора, а също така са привлекателни поради ниската си цена.
На фиг. 1 е показан коректор, в който елементите са оптимизирани по математически модел, за да се получи максимален фактор на мощността.
Ориз. 1.Схематична диаграма на коректора на фактора на мощността
Въз основа на резултатите от оптимизацията за изчислението Ли ° Смогат да се препоръчат следните изрази:
където С = C 1+C 2, μF.
Изчисленията на елементите на коректора според съотношенията (1, 2) позволяват да се получи максимален коефициент æ, равен на 0,98.
Верига LCнастроен на трети хармоник от 150 Hz с малко разстройство (≈10%), за да се филтрират по-високите хармоници.
Изчисленият параметър L × I 2 е използван за определяне на обема на стомана E330 на сърцевината V на дросела Л... Данни за изчисление LC-коректори за мощност 400, 800, 1200 W са обобщени в таблица 1.
Маса 1.Изчислителни данни за LC-коректори за мощност 400, 800, 1200 W
| Pnom | Rн | XL | Л | С | аз | L × I 2 | Vst | C3 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| У | ом | ом | mH | uF | А | VA | см 2 | uF |
| 400 | 234 | 28,08 | 88,4 | 12,7 | 2,2 | 0,428 | 82 | 200 |
| 800 | 117 | 14,04 | 44,2 | 25,5 | 4,4 | 0,86 | 196 | 400 |
| 1200 | 78 | 9,36 | 30 | 37,5 | 6,6 | 1,3 | 300 | 600 |
В резултат на математическото моделиране бяха получени стойностите на изходното напрежение на моста У 0 за номинална мощност R номи за 0,1 × R номи се определя формата на входния ток (фиг. 2). Всички коректори осигуряват коефициент на мощност> 0,98.
Ориз. 2.
а) Входен ток
б) напрежение на изхода на коректора на мощността Pnom
в) напрежение на изхода на коректора на мощността 0,1 × Pnom
За задушаване ЛНеобходимо е да се използват лентови сърцевини с празнина, тъй като основният ток е намагнетизиращ за третия хармоничен филтриращ дросел или тор с прахови сърцевини. При създаването на прототип на дросела са използвани затворени магнитни вериги от многослойно желязо от EPCOS, в които магнитната проницаемост е постоянна в широк диапазон от промени в силата на магнитното поле, както и обещаващи MRP кондензатори.
Правилната конструкция на коректора предполага компромис между масата, която се определя от дросела, и цената, която се определя от стойността С... Намаляване на стойността Лв третата хармонична верига причинява влошаване на коефициента æ и увеличаване на цената на коректора, въпреки че теглото на коректора намалява. Като пример в таблица 2 са показани изчислените стойности на фактора на мощността за различни стойности на индуктивността на дросела при изходна мощност на коректора 1200 W.
Таблица 2.Изчислени стойности на фактора на мощността|
Индуктивност L, mH |
30 | 15 | 10 |
|---|---|---|---|
|
Капацитет C, μF |
37,5 | 75 | 112 |
|
Коефициент на мощност æ,% |
98,8 | 95,38 | 89,64 |
|
Хармоничен коефициент Kg |
15,5 | 31,2 | 49,5 |
Съдейки по фиг. 2v, при мощност 0,1 × R номнапрежението на изхода на коректора достига 530 V. За да се елиминира това пренапрежение, се предлага да се изключат кондензаторите C1 и C2 от веригата при ниски мощности. Устройство, което реализира този принцип, съдържа трети хармоничен филтърен дросел L1, диоден мост M1, филтърни кондензатори C1, C2, опто-симистор V1, сервизно захранване (SIP), първия операционен усилвател OA1, източник на еталонно напрежение, включително съпротивление R1, ценеров диод V2, хистерезисно съпротивление R2, втори операционен усилвател OU2, съпротивление на делителя R3, R4 (фиг. 3).
Ориз. 3.Коректор за защита от пренапрежение
Устройството работи по следния начин. При номинална мощност и когато тя се намали до 30%, напрежението на натоварване не надвишава изчислените стойности. На входа на източника е свързан трети хармоничен филтър, състоящ се от дросел L1, кондензатори C1 и C2, които са свързани към неутрала чрез включени оптосимистор V1.
Когато мощността на натоварването намалее под 30% от номиналната стойност, напрежението на изхода на моста M става по-високо от изчислената стойност, а напрежението, подавано от средната точка на делителя R3, R4, към инверсния вход на операционния усилвател OU2 е по-високо от еталонното напрежение на неинвертирания вход на операционния усилвател OU1, става по-високо от еталонното напрежение на неинвертирания вход и изходното му напрежение е близко до нула. Токът през светодиода спира, оптосимисторът V1 се изключва и кондензаторите C1 и C2 се изключват от индуктора.
Напрежението на изхода на моста намалява, но наличието на хистерезисно съпротивление R2 в операционния усилвател OU2 му пречи да се превключи отново. Изключването на кондензаторите е оправдано, тъй като при ниски натоварвания изискванията за синусоидалност на входния ток на мрежовите захранвания са намалени и често един индуктор във фазовия проводник е достатъчен, за да се получи приемлива форма на вълната на входния ток.
С увеличаване на тока на натоварване спадът на напрежението през дросела L1 се увеличава, напрежението на изхода на моста намалява още повече. В резултат на това операционните усилватели OU1, OU2 се превключват отново, опто-симисторът V1 се включва, резонансните кондензатори C1, C2 са свързани към индуктор L1 и входният ток става близо до синусоидален поради филтриране на третата хармония .
Разглежданите пасивни коректори се монтират по желание на клиента в захранвания и непрекъсваеми захранвания на ООО AEIEP (фиг. 4).
Ориз. 4.
а) DG800 захранване
б) захранване VZ1200
в) непрекъсваемо захранване UPS600
Таблица 3.Параметри на захранвания с коректори.
Пасивните коректори практически не отстъпват по размер и ефективност на активните, въпреки че са няколко пъти по-тежки. Но трябва да се има предвид, че пасивните коректори, за разлика от активните, не повишават нивата на радиосмущения, а, напротив, ги потискат поради коригиращия дросел L1. Това позволява използването на IVEP с бронирана телевизия и пасивни коректори в медицината, инженерството, комуникациите, измерванията и други съоръжения, където се изискват ниски нива на шум.
Подобен проблем трябва да бъде решен при създаване на трифазен IVEP с APV; въпреки че е много по-лесно да се получи фазов ток, подобен по форма на синусоида в такъв IVEP. Известно е, че при трифазен IVEP в спектъра на входния ток няма хармоници, кратни на три, докато коефициентът æ на традиционен токоизправител на базата на трансформатор и трифазен мост с LC-филтър достига 0,96. Но ако на изхода на моста остане само капацитет C1 (фиг. 5) и такъв малък кондензатор е необходим за работата на повечето високочестотни преобразуватели, тогава коефициентът æ намалява до 0,7 и формата на фазовия ток е силно изкривена .
Ориз. 5.Трифазен мост с C и LC филтър
Но си струва да поставите малка индуктивност L1 между трифазния мост и кондензатора C1, тъй като коефициентът се увеличава значително, което се обяснява с високата ефективност на потискане на 5 от 7 хармоника чрез индуктивност L1, реактивното съпротивление на което xL 1 = ω× Л 1 расте с нарастваща честота. На фиг. 6 показва зависимостта на фактора на мощността на фазовия ток от стойността x *, където x * е нормализираната стойност на реактивното съпротивление на индуктивността L1:
където U 0, аз 0- напрежение и ток на изхода на моста.
Ориз. 6.Зависимост на фактора на мощността на фазовия ток от стойността на x *
Съдейки по фиг. 6, ако стойността на x * е близка до 0, тогава коефициентът на мощност не надвишава 0,7, а формата на фазовия ток е силно изкривена (фиг. 7а).
Ориз. 7.Форма на вълната на фазовия ток за трифазен капацитивен мост с индуктивност L1:
а) при x * = 0,025%
б) при x * = 2,25%, æ = 0,945
в) при x * = 2,25% за трифазен традиционен IWEP с LC филтър, æ = 0,945
На фиг. 7 стойности на фазовия ток iAнормализирани по отношение на тока аз 0 (и А* = и А/аз 0).
Анализът показва, че е достатъчно да се увеличи стойността на x * до 2,25%, като коефициентът æ нараства до стойността от 0,95. На фиг. 7b показва формата на фазовия ток на IVEP с BTV, стойността на коригиращата индуктивност L1 на която се изчислява по формулата:
Дори при такава незначителна индуктивност, кривите на фазовия ток и коефициентите LC-филтър (фиг. 7в) практически не се различават. Конструктивните изчисления показват, че обемът на дросела, чиято индуктивност се изчислява по формулата (3), не надвишава 3-5% от обема на трифазния IVEP с BTV. В повечето чуждестранни трифазни IVEP с BTV се монтират пасивни коректори, с мощност стотици W - единици kW. На фиг. 8 показва такъв дросел, който е използван в трифазен IVEP с 900 W BTV от Mean Well.
Ориз. осем.Вътрешно подреждане в IVEP с 1 kW BTV (стрелката показва дросел L1)
В модули KD 1200M се монтират коригиращи дросели, на базата на които се произвежда захранващ блок Birch M (фиг. 9) с мощност 2000 W, предназначен за 380 V трифазна мрежа без неутрален проводник.
Ориз. девет.Захранващ блок BR2000 ("Бреза М")
Ако предишният блок "Бреза" беше свързан към трифазна мрежа чрез верига фаза-нула и на входа на всеки модул беше инсталиран коректор с тегло ≈3,5 kg, за да се получи синусоидален входен ток, тогава блокът "Birch M" осъзнава предимствата на трифазната връзка, като за получаване на такъв същият коефициент æ на входа на модула е необходим само един дросел с маса 0,8 кг.
литература
- Твердов И. и др. Модернизация на мрежови филтри за радиосмущения в предприятието "AEIEP" Електронни компоненти. 2005. бр.8.
- Redl R. Корекция на фактора на мощността в мостови токоизправителни вериги с индуктор и кондензатор. APEC, 1995.
- Твердов И. и др. Устройство за корекция на фактора на мощността. RF патент № 2328067, 2007 г.
- Продуктов каталог на LLC "Alexander Electric Power Supplies" на диск, 2008 г., есен.
- RayW. Ефект от реактивното съпротивление на захранването върху фактора на мощността. APEC, 1998 г.
Проблеми с отвеждането на мощността при класически токоизправител
Основният проблем на класическия токоизправител с акумулаторен кондензатор, работещ от синусоидално или друго неправоъгълно напрежение, е фактът, че енергията се взема от мрежата само в онези моменти, когато напрежението в нея е по-голямо от напрежението в акумулатора. кондензатор. Всъщност кондензаторът може да бъде зареден само ако към него е приложено напрежение, по-голямо от това, към което вече е зареден.
Освен това, в онези моменти, когато мрежовото напрежение стане по-високо от напрежението на кондензатора, токът на зареждане е много голям, а през останалото време е нула. Оказва се, че например при синусоидално захранващо напрежение се наблюдават скокове на тока, когато напрежението достигне своите амплитудни стойности. Ако вашето устройство консумира малко енергия, тогава може да се толерира. Но за натоварване от, да речем, 1 kW 220V, токовите удари могат да достигнат 100 A. Това е напълно неприемливо.
На вашето внимание селекция от материали: R7- 10 ома. R6- 0,1 ома. R4- 300 kOhm, R5- 30 kOhm. R3- 100 kOhm, C4- 1 nF. Тези елементи задават честотата на PWM контролера. Избираме ги така, че честотата да е 30 kHz. C3- 0,05 μF. Това е честотната корекция на обратната връзка. Ако изходното напрежение започне да пулсира или не се настрои достатъчно бързо, когато токът на натоварване се промени, тогава този капацитет трябва да бъде избран. VD2- HER208. C1- 1000 μF. C2- 4700 uF. VD1- Ценеров диод 15 V. R1- 300 kOhm 0,5 W. VT1- 400 волтов транзистор с високо напрежение. Това е схема за стартиране; токът протича през този транзистор само в началото на работа. След като EMF се появи на намотката L2, транзисторът се затваря. Така че разсейването на мощността в този транзистор е ниско. D2- интегрален регулатор на напрежение (KREN) за 12V. D1- Интегриран PWM контролер. 1156EU3 или неговият внесен аналог UC3823 ще свърши работа. Допълнение от 27.02.2013г Чуждестранният производител на контролери Texas Instruments ни поднесе изненадващо приятна изненада. Появиха се микросхемите UC3823A и UC3823B. Тези контролери имат малко по-различна функция на щифтовете от UC3823. Те няма да работят във вериги за UC3823. Пин 11 вече е поел много различни функции. За да използвате контролери с буквени индекси A и B в описаната схема, трябва да удвоите резистор R6, да изключите резисторите R4 и R5, да окачите (не свързвайте никъде) крак 11. Що се отнася до руските колеги, читателите ни пишат, че в различни партиди микросхеми, окабеляването е различно (което е особено приятно), въпреки че все още не сме срещнали ново оформление. L1- дросел 2 mH, предназначен за ток от 3 A. Може да се навива на ядро Ø16х20 с четири 0,5 мм проводника, сгънати заедно, 130 оборота, междина 3 мм. L2- 8 навивки тел 0,2 мм. Изходното напрежение се формира през кондензатора C5. коментар:Имаше грешка в параметрите на газта, която читателите ни посочиха. Сега е оправено. Освен това, за да се подобри стабилността на веригата, може да бъде полезно да се ограничи максималното отворено време на захранващия FET. За да направите това, инсталираме резистор за подстригване между 16-ия крак на микросхемата и отрицателния захранващ проводник и свързваме двигателя към крака 8. (Както например на тази диаграма.) Чрез регулиране на този резистор можете да регулирате максималният работен цикъл на импулсите от PWM контролера. За съжаление, периодично се срещат грешки в статиите, те се коригират, статиите се допълват, разработват, подготвят се нови. Абонирайте се за новините, за да сте информирани. Ако нещо не е ясно, питайте! Здравейте! Възможно ли е допълнително да се използва намотката l2 за захранване: драйвери ir2101 и инверторен контролер на трифазен асинхронен двигател, галванично свързан към тях. Захранването на драйверите на горните клавиши е зареждане. С най-добри пожелания, Борис Полумостов импулсен стабилизиран преобразувател на напрежение, ... PWM, PWM контролер. Усилвател за грешка. Честота. Инвертиране, неинвертиране... устройство за резервно, аварийно, аварийно захранване на котела, циркулационни... Режим на непрекъснат / прекъсващ (прекъснат) ток през индукционната намотка ... Композитен транзистор. Схеми Дарлингтън, Шиклай. Изчисление, приложение... |
Днес има два подхода за изграждане на захранвания, които осигуряват стабилно изходно напрежение или ток на изхода - захранвания с параметрична и импулсна стабилизация.
При линейни източници изходният параметър се стабилизира от нелинеен елемент. Импулс - работи на принципа на управление на енергията в индуктор с помощта на един или повече превключватели.
Предимството на първото е ниското ниво на високочестотен шум, което е важно за аналоговото оборудване. Зад източниците на импулси - по-високи мощности и по-добро съотношение мощност към размер. Освен това те са по-ефективни. Въпросите за сложността или простотата на схемата са много противоречиви, тъй като съвременната индустрия предлага широка гама от решения, включително решения с един чип, за всяко приложение.
Но за мрежата линейните и импулсните захранвания са нелинеен товар - формата на консумирания ток ще се различава от синусоидалната, което ще доведе до появата на допълнителни хармоници и следователно до появата на компонент на реактивната мощност , допълнително отопление и загуби в електропроводите. Освен това други потребители на енергия трябва да предприемат допълнителни мерки за защита срещу смущения в мрежата – особено в случай на превключващи блокове с висока мощност, работещи под товар. Ограниченията за допустимия мрежов шум от работещо устройство са регламентирани от съответните международни и национални стандарти. Няма съмнение, че руските стандарти в тази област ще станат по-строги и по-близки до световните стандарти. В резултат на това тези компании, които овладеят техниките за намаляване на смущенията в мрежата, ще получат значително предимство пред конкуренцията.
За да се намали влиянието на текущия потребител в мрежата, се използват активни или пасивни коректори. Пасивните коректори са дросели, които най-често се използват в устройства с ниска мощност и не са критични за габаритните размери. В други случаи е препоръчително да се използват активни високочестотни коректори, често наричани коректори на фактора на мощността (PFC или PFC). Основните задачи на KKM включват:
- Правене на тока, консумиран от мрежата, синусоидален (намаляване на хармоничните изкривявания);
- Ограничаване на изходната мощност;
- Защита от късо съединение;
- Защита срещу понижено или пренапрежение.
Всъщност PFC може да се разглежда като вид буферно стъпало (верига), което намалява взаимното влияние на мрежата и източника на захранване.
Типична структура на коректора на мощността е показана на фигура 1.
Ориз. 1.
KKM може да се реализира не само върху дискретни елементи, но и с помощта на специализирани микросхеми - PFC контролери (PFC-коректори). Основните производители на контролери за коректор на фактора на мощността включват:
- STMicroelectronics- L4981, L656x;
- Texas Instruments- UCx854, UC28xx;
- Международен токоизправител - IR115x;
- ON Semiconductor- MC3x262, MC33368, NCP165x, NCP160x;
- Fairchild Semiconductor- FAN48xx, FAN69x, FAN7527;
- Linear Technology Corporation- LTC1248.
KKM контролери STMicroelectronics
STMicroelectronics предлага няколко серии продуктивни PFC контролери, способни да предоставят различни режими на работа на устройството. Допълнителните опции опростяват изграждането на импулсни захранвания, като се вземат предвид стандартите за енергийна ефективност и изискванията за нивото на изкривяване, въведено в захранващата мрежа.
Маса 1. Контролери за коректор на фактора на мощността STMicroelectronics
| чип | Кадър | Работни часове | Волтаж захранване, V |
Консумационен ток, mA активен / пусков (с ниска мощност) | Забележка |
|---|---|---|---|---|---|
| L4981 | PDIP 20; SO-20 | CCM | 19,5 | 12/0,3 | Мек старт; защита от пренапрежение, свръхток |
| L6561 | DIP-8; SO-8 | TM | 11…18 | 4/0,05 | Защита от пренапрежение |
| L6562A | DIP-8; SO-8 | TM, фиксирано време на изключване | 10,5…22,5 | 3,5/0,03 | Защита от пренапрежение |
| L6562AT | SO-8 | TM, фиксирано време на изключване | 10,5…22,5 | 3,5/0,03 | Защита от пренапрежение |
| L6563H | SO-16 | TM, усилване на проследяването | 10,3…22,5 | 5/0,09 | |
| L6563S | SO-14 | TM, усилване на проследяването | 10,3…22,5 | 5/0,09 | Старт с високо напрежение; пренапрежение, прекъсване на обратната връзка, защита от насищане на индуктора |
| L6564 | SSOP 10 | TM, усилване на проследяването | 10,3…22,5 | 5/0,09 | Старт с високо напрежение; пренапрежение, прекъсване на обратната връзка, защита от насищане на индуктора |
Микросхема на контролера на коректора на захранването L4981ви позволява да изграждате високоефективни захранвания със синусоидална консумация на ток. Коефициентът на мощност може да бъде до 0,99 с ниски хармоници. Самата микросхема е реализирана по технологията BCD 60II и работи на принципа на управление на средния ток (CCM), поддържайки синусоидална консумация на ток.
L4981 може да се използва в системи със захранващо напрежение от 85 до 265 V без външен драйвер за захранване. Серията "А" за PWM контролера използва фиксирана честота; серията “B” допълнително използва честотна модулация за оптимизиране на входния филтър.
Микросхемата включва още: прецизен източник на референтно напрежение, усилвател на грешка, схема за блокиране на работа при критичен спад на напрежението, сензор за ток, схема за мек старт и защита от пренапрежение и свръхток. Ниво на изключване на свръхток за L4981Aнастройка с помощта на външен резистор; за подобряване на точността в серията L4981Bизползва се външен делител на напрежение.
Основни функции:
- Boost-PWM с коефициент на мощност до 0,99;
- Изкривяване на тока не повече от 5%;
- Универсален вход;
- Мощен изходен етап (биполярни и MOSFET);
- Защита от ниско напрежение с хистерезис и програмируем праг на включване;
- Вграден източник на референтно напрежение с 2% точност (достъпен отвън);
- Нисък стартов ток (~ 0.3mA);
- Система за мек старт.
Серия L6561е подобрена версия на PFC контролера L6560(напълно съвместим с него). Основни иновации:
- Усъвършенстван аналогов умножител, който позволява на устройството да работи в широк диапазон на входно напрежение (85 до 265V) с отлични хармонични изкривявания (THD);
- Стартов ток, намален до няколко милиампера (~ 4mA);
- Добавен е щифт за разрешение за работа, за да се гарантира ниска консумация на енергия в режим на готовност ( в готовност).
Основни възможности, въплътени в BCD смесената технология:
- Изключително нисък стартов ток (~ 50μA);
- 1% вградено еталонно напрежение;
- Програмируема защита от пренапрежение;
- Токов сензор без външен нискочестотен филтър;
- Нисък ток на покой.
Изходното стъпало е способно да задвижва захранващи MOS или IGBT превключватели с управляващи токове до 400 mA. Микросхемата работи в преходен режим на работа на коректорите на фактора на мощността - Transition Mode (TM) - междинен режим между непрекъснат (CCM) и периодичен (DCM). L6561 е оптимизиран за баластно захранване на газоразрядни лампи, мрежови адаптери, импулсни захранвания.
KKM контролер L6562A / L6562ATсъщо работи в преходен режим (TM) и е съвместим с щифтове с предшественици L6561 и L6562. Неговият умножител с висока линейност има специална схема за намаляване на несъответствието на входния AC, което му позволява да работи в широк диапазон от входни напрежения с ниско хармонично изкривяване при различни натоварвания. Изходното напрежение се управлява от операционен усилвател с високо прецизно еталонно напрежение (до 1% точност).
L6562A / L6562AT в режим на празен ход има консумация от около 60 μA и работен ток от само 5 mA. Входът за управление за включване/изключване улеснява създаването на крайни устройства, отговарящи на изискванията на Blue Angel, EnergyStar, Energy2000 и редица други.
Ефективна двустепенна система за защита от пренапрежение работи дори в случай на претоварване в момента на стартиране на коректора или в случай на прекъсване на натоварването по време на работа.
Изходното стъпало е в състояние да осигури до 600 mA изходен ток и 800 mA входен ток, което е достатъчно за задвижване на високомощни MOSFET или IGBT превключватели. В допълнение към горните възможности, L6562A може да работи в собствен режим на фиксирано време на изключване ( Фиксирано време на изключване) - Фигура 2.
Ориз. 2.
Серия контролери KKM L6563, L6563S, L6563H, L6564са изградени по схемата на типичен коректор на фактора на мощността, работещ в режим TM с редица допълнителни функции.
L6563, L6563S имат работен режим на усилване на проследяване, двупосочен вход за очакване на напрежение, вход за разрешаване на операцията, прецизен източник на референтно напрежение (точност при 25 ° C в рамките на 1 ... 1,5%). В допълнение, интегрирани в микросхемата: защитни вериги от пренапрежение с регулируем праг, разкъсване на обратната връзка (изключване на микросхемата), насищане на индуктора (изключване на микросхемата); програмируем детектор за критично падане на променливотоково напрежение. Максимална консумация на ток L6563xе не повече от 6 mA в активен режим, стартовият ток е по-малък от 100 μA.
Микросхема на контролера на коректора
фактор на мощността L6562A
Приложенията на PFC контролера включват:
- Импулсни захранвания, отговарящи на изискванията на стандартите IEC61000-3-2 (телевизори, монитори, компютри, игрови конзоли);
- AC/DC преобразуватели/зарядни устройства с мощност до 400 W;
- Електронен баласт;
- Входен слой от сървъри и уеб сървъри.
Основните характеристики на L6562A са:
- Собствено решение за множител;
- Конфигурируеми нива на защита от пренапрежение;
- Изключително нисък пусков ток - 30mkA;
- Нисък ток на покой - 2.5mA;
- Мощен изходен каскад за управление на захранващи ключове - -600,800mA.
Микросхемите се предлагат в компактни осем изводни DIP-8 и SO-8 пакети. Блоковата схема на L6562A е показана на фигура 3.
Ориз. 3.
Инверсният вход на усилвателя за грешка разделя функциите на изходното разрешаване на работата на микросхемата. Когато напрежението върху него е под 0,2 V, той изключва микросхемата, като по този начин намалява нейната консумация, а при превишаване на прага от 0,45 V, микросхемата преминава в активен режим. Основната цел на тази функция е да управлява KKM контролера, например, той може да се управлява от следващия PWM контролер на преобразувателя на напрежение. Допълнителна функция, предоставена от функцията за изключване, е автоматично изключване в случай на късо напрежение към земята в резистора с нисък импеданс на изходния делител или отворена верига в делителя.
Изходният сигнал на усилвателя за грешка се подава към неговия обратен вход чрез компенсиращи вериги за обратна връзка. Всъщност производителността на тези вериги определя стабилността на изходното напрежение, високия фактор на мощността и ниските хармоници.
След токоизправителя основното захранващо напрежение влиза на входа на умножителя през делител на напрежението и служи като източник на еталонен синусоидален сигнал за токовия контур.
Напрежението от измервателния резистор във веригата на превключвателя на мощността се подава към входа на PWM компаратора, където се сравнява с еталонния синусоидален сигнал, за да се определи момента на отваряне на ключа. За намаляване на ефекта от импулсния шум се прилага хардуерно закъснение от 200 ns от предния край на импулса. На отрицателния фронт на импулса за размагнитване на индуктора ключът за захранване е затворен.
Пример за превключваща верига L6562A е захранващо напрежение 400 V (фигура 4).
Ориз. 4.
Втори пример е използването на L6562A като част от захранване за LED осветителни тела (Фигура 5).
Ориз. 5.
L6562A има специална схема, която намалява ефекта от преходните процеси на напрежение около нулевото променливо напрежение, когато диодите в токоизправителния мост все още са затворени и токът през моста е нула. За да се бори с този ефект, вградената верига принуждава KKM контролера да изпомпва повече енергия в момента, в който мрежовото напрежение премине през нула (времето, в което превключвателят на захранването е в отворено състояние, се увеличава). В резултат на това периодът от време, през който консумацията на мощност (ток) на веригата е недостатъчна, се намалява и филтриращият кондензатор, разположен след моста, се разрежда напълно. Ниската стойност на референтното напрежение позволява използването на резистор с по-ниско съпротивление за измерване на тока във веригата на превключвателя на захранването, съответно разсейваната мощност върху него се намалява (по-малко разсейване на мощност ® по-малко отопление ® по-ниски изисквания за охлаждащата и вентилационната система) . Ниските входни токове на динамичната защита от пренапрежение позволяват използването на горен резистор с висок импеданс в делителя на напрежението с обратна връзка по напрежение, без да се увеличава влиянието на шума. В резултат на това консумацията на ток на веригата в режим на готовност се намалява (важно във връзка с изискванията на стандартите за пестене на енергия). Таблица 2 показва основните параметри на PFC контролера L6562A.
Таблица 2. Основни работни параметри на L6562A
| Параметър | смисъл |
|---|---|
| Прагове за включване / изключване, V | 12,5/10 |
| Разпределението на стойностите на прага на изключване (макс.), V | ± 0,5 |
| Ток на микросхемата преди стартиране (макс.), μA | 60 |
| Множител на печалбата | 0,38 |
| Референтна стойност на напрежението, V | 1,08 |
| Време за реакция при промяна в тока, ns | 175 |
| Динамичен ток на превключване на веригата OVP, μA | 27 |
| Нулеви прагове на детектора, изключване / задействане / задържане, V | 1,4/0,7/0 |
| Прагове за включване / изключване на микросхема, V | 0,45/0,2 |
| Спад на напрежението на вътрешния ключов драйвер, V | 2,2 |
| Закъснение спрямо фронта на импулса в токовия сензор, ns | 200 |
Всичко това прави L6562A отлично евтино решение за UPS до 350W, съвместимо с изискванията на стандартите EN61000-3-2.
Приложенията и методите за изчисляване на типични възли за схеми на базата на L6562A / AT са дадени в ръководствата за приложение; списък на основните документи е даден по-долу.
AN3159: STEVAL-ILH005V2: 150 W HID електронен баласт -вграден електронен баласт с мощност до 150 W.
AN2761: Решение за проектиране на PFC предрегулатор на преходен режим с L6562A -примери за изграждане на предварителен контролер с PFC в преходен режим на базата на L6562A.
AN2782: Решение за проектиране на 400 W PFC предрегулатор с фиксирано време на изключване с L6562A -Пример за разработването на 400-ватов PFC предварителен регулатор, базиран на L6552A в режим на изключено състояние с фиксирано време.
AN2928: Модифициран преобразувател на понижаване за LED приложения -Модифициран долар конвертор за LED осветление.
AN3256: Евтин LED драйвер за лампа A19 -Ниска цена LED драйвер за лампи A19.
AN2983: Постоянен ток инверсен понижаващ LED драйвер, използващ L6562A -Драйвер за LED с постоянен ток на L6562A.
AN2835: 70 W HID баласт за лампа, базиран на L6569, L6385E и L6562A -Електронна баластна схема за газоразрядни лампи.
AN2755: 400 W FOT-контролиран PFC предварителен регулатор с L6562A - 400 вата предварителен регулатор, базиран на L6562A в режим на фиксирано време.
AN2838: 35 W широкообхватна демонстрационна платка на преобразувател с висок коефициент на мощност, използваща L6562A -Демонстрационна платка за широкообхватен преобразувател с 35W висок фактор на мощността, базиран на L6562A.
AN3111: 18 W едностепенен офлайн LED драйвер -Самостоятелен едностепенен 18-ватов LED драйвер.
AN2711: 120 VAC вход - Triac димируем LED драйвер, базиран на L6562A -Тиристорен регулируем LED драйвер на L6562A с мощност 120 вата.
Демо платките, предлагани от STMicroelectronics, ви позволяват бързо да разберете различните режими на работа на микросхемите, както и да видите как ще се държат устройствата при различни работни условия. Освен това инструментите за отстраняване на грешки служат като прототипи на устройства. По време на това писане се предлага следният набор от инструменти за отстраняване на грешки, за да се запознаете с L6562A - Таблица 3.
Таблица 3. Инструменти за отстраняване на грешки за L6562A
| Плати | Външен вид | Описание |
|---|---|---|
| STEVAL-ILL027V2 | 
|
18 вата самостоятелен LED драйвер |
| EVL6562A-TM-80W | 
|
Платка за оценка на коректора на фактора на мощността 80 W, работеща в режим TM |
| STEVAL-ILL013V1 | 
|
Димируем самостоятелен PFC и мощностен димируем LED драйвер, базиран на L6562A |
| EVL6562A-LED | 
|
L6562A Демо платка за LED драйвер с постоянен ток |
| STEVAL-ILL016V2 | 
|
Самостоятелен тиристорен LED драйвер на L6562AD и TSM1052 |
| STEVAL-ILL019V1 | 
|
35 Watt самостоятелен LED драйвер за Quad HB RGGB LED източник на светлина |
| STEVAL-ILL034V1 | 
|
LED драйвер за A19 лампи, базирани на L6562A (насочен към американския пазар) |
| EVL6562A-400W L6562A | 
|
Регулатор на предварително напрежение с PFC в режим на фиксирано време |
KKM контролери STMicroelectronics L6563S / H серия
В допълнение към стандартните функции и възможности, контролерите на фактора на мощността от серия L6563S / H (Фигура 6) имат редица опции за подобряване на производителността на техните крайни устройства.
Ориз. 6.
Сред отличителните черти:
- Възможност за работа в режим на усилване на проследяване;
- 1 / V 2 -корекция;
- Защита срещу пренапрежение, обратна връзка с отворен контур, насищане на индуктор.
Високолинейният умножител със стъпаловидна корекция на основния ток позволява на микросхемите да работят в широк диапазон от променливотоково входно напрежение с минимално ниво на хармонично изкривяване, дори при големи натоварвания.
Изходното напрежение се контролира от усилвател за грешка и прецизен източник на напрежение (1% при 25 ° C). Стабилността на обратната връзка се следи чрез свързване на напрежението (1 / V 2 -корекция), което в тази микросхема използва уникална патентована техника, която може значително да подобри преходните процеси в линията по време на спадове или скокове в мрежовото напрежение (т.нар. двупосочно). комуникация - "двупосочна").
PFC контролерът L6563H има същата функционалност като L6563 / L6563S с добавяне на източник на задействане с високо напрежение. Тази функция е търсена в приложения със строги изисквания за пестене на енергия, както и в случаите, когато POS контролерът работи в главен режим.
Освен това L6563H има способността да работи в режим на усилване на проследяване ( операция за усилване на проследяване) - изходното напрежение се променя в отговор на промените в мрежовото напрежение.
L6563H може да се използва със захранване до 400W в съответствие със стандартите EN61000-3-2, JEITA-MITI.
Микросхемата L6564 е по-компактна версия на L6563S в пакета SSOP-10 - има същия драйвер, опорно напрежение и система за управление. В серията L6563A няма защита от насищане на индуктор.
Подобно на L6562A, PFC контролерите L6263x могат да работят във фиксиран режим на изключване ( Фиксирано време на изключване). В допълнение, изходите за състоянието на контролера ви позволяват да управлявате PWM контролера на DC / DC преобразувателя, който се захранва от предварителния регулатор на KKM контролера в аварийни ситуации (прекъсване на обратната връзка, насищане на индуктор, претоварване). От друга страна е възможно да изключите PFC контролера, ако DC / DC преобразувателят работи при ниско натоварване. За разлика от серията L6562x, има отделни контролни входове на контролера за гъвкаво управление.
AN3142: Решение за проектиране на 400 W PFC предрегулатор с фиксирано време на изключване с L6563S и L6563H - 400 вата PFC контролер на L6563S и L6563H в режим на фиксирано време.
AN3027: Как да проектираме PFC предварителен регулатор в преходен режим с L6563S и L6563H -Разработване на TM KKM контролер с помощта на L6563S и L6563H.
AN3203: EVL250W-ATX80PL: 250W ATX SMPS демонстрационна платка -Демо платка ATX 250W PSU.
AN3180: Предварителен регулатор на PFC на входния ток 200 W без пулсации с L6563S 1 -Коректорът на фактора на мощността на L6563L е без шум от входен ток.
AN2994: 400 W FOT-контролиран PFC предварителен регулатор с L6563S - 400 вата PFC контролер на L6563S в режим на фиксирано време.
AN3119: 250 W PFC предварителен регулатор в преходен режим с новия L6563S - 250 вата PFC контролер на L6563S в преходен режим.
AN2941: 19 V - 75 W SMPS, съвместими с най-новите критерии ENERGY STARR, използващи L6563S и L6566A - 19V 75W импулсно захранване, най-новото съвместимо с Energy Starr.
AN3065: 100 W PFC предварителен регулатор в преходен режим с L6563S - 100 вата PFC контролер на L6563S в преходен режим.
Демонстрационните платки за L6563S / L6564 са показани в Таблица 4.
Таблица 4. Инструменти за отстраняване на грешки за L6563S / L6564
| име | Външен вид | Описание |
|---|---|---|
| EVL250W-ATX80PL | 
|
250W ATX захранваща платка |
| EVL6563S-250W | 
|
250 W PFC предварителен регулатор на базата на L6563S в режим TM |
| EVL6563S-100W | 
|
100-ватов PFC предварителен регулатор, базиран на L6563S в режим TM |
| EVL6563S-200ZRC | 
|
Коректор на фактора на мощността на L6563S без шум от входен ток (200W) |
| EVL185W-LED телевизор | 
|
185W захранване за LED телевизори с корекция на фактора на мощността, режим на готовност, базиран на L6564, L6599A и VIPER27L |
Освен това, по искане на разработчика, могат да бъдат предоставени софтуерни продукти за автоматизиране на разработването и изчисляването на схеми на L6563S, L6564 в режими TM и фиксирано време.
Указания за избор на компоненти
за PFC контролер
За правилна работа на микросхемите на KKM-контролерите, стабилна работа на устройството и съответствието му с изискванията на стандартите е необходимо да изберете подходящ режим на работа.
Като правило, за мощности по-малки от 200 W, L6562A / 3S / 3H / 4 PFC контролери се включват в режим TM. За устройства, работещи с мощности над 200 W, се използва микросхема L4981 (нейният режим на работа е CCM). Серията L6562A / 3S / 3H / 4 може да се използва и в режими на фиксирано време на изключване или Reeple-Steering.
Силовият MOSFET ключ и токоизправителният диод за силовата секция на коректора на мощността или захранването могат лесно да бъдат избрани от продуктите на STMicroelectronics.
За устройства с ниска мощност (до 100 W) са подходящи захранващи превключватели от семейството SuperMesh3, например серия STx10N62K3. За средна мощност (100…1000 W) - семейство MDMesh2 от серия STx25NM50M. И за мощни източници, работещи с мощности над 1 kW - семейството MDMesh5 от серията STP42N65M5.
Заключение
Въпреки относително малкия набор от предлагани KKM контролери по отношение на броя на сериите, продуктите на STMicroelectronics, поради редица успешни схемни решения и разнообразие от възможни режими на работа, покриват почти целия спектър от приложения на комутационни енергийни преобразуватели - нагоре / захранващи устройства, драйвери за LED лампи, коректори на фактора на мощността.
Освен това се предоставя информация и техническа поддръжка за разработчика за цялата гама от приложения - от препоръки за използване и програми за изчисляване на блокове и възли до табла за отстраняване на грешки и демонстрация.
Получаване на техническа информация, поръчка на мостри, доставка - e-mail:
Относно ST Microelectronics
Здравей отново!..За съжаление статията ми се забави, т.к. имаше спешен проект за работа и също се появи интересни трудностипри внедряване на коректор на фактора на мощността ( по-нататък ККМ). И те бяха причинени от следното - в нашето производство използваме "поръчкова" микросхема за управление на KKM, която за нашите задачи се произвежда от приятелска Австрия специално през 1941 г. и съответно не можем да я намерим в продажба. Следователно възникна задачата да преработя този модул за наличната елементарна база и моят избор падна върху микросхемата на PWM контролера - L6561.
Защо точно тя? Банална достъпност, или по-скоро я намери в "Chip & Dip", прочетох листа с данни - хареса ми. Поръчах 50 броя наведнъж, т.к по-евтино и в моите любителски проекти вече имам няколко задачи за нея.
Сега за основното:
в тази статия ще ви разкажа как си спомних почти от нулата за дизайна на едноциклови преобразуватели ( изглежда, какво общо имат те с това?), защо е убил дузина ключа и как да го избегнете вместо вас. Тази част ще разкаже теорията и какво ще се случи, ако я пренебрегнете. Практическата реализация ще бъде пусната в следващата част, както обещах, заедно с зарядно устройствоот по същество те са един модул и трябва да бъдат тествани заедно.
Гледайки напред, ще кажа, че за следващата част вече съм подготвил няколко десетки снимки и видеоклипове, където паметта ми не е за дълго "преквалифициран"първо в заваръчната машина и след това в захранването за "коза"... Тези, които работят в производството, ще разберат що за животно е и колко консумира, за да ни стопли)))
А сега към нашите овни...
Защо изобщо се нуждаем от този KKM?
Основното нещо неприятности "Класически" токоизправител с акумулаторни кондензатори (това е нещото, което преобразува 220V AC в +308V DC), който работи на синусоидален ток, е, че точно този кондензатор се зарежда (взема енергия от мрежата) само в моменти, когато напрежението се прилага към него повече от самия него.
Не четете на човешки език, със слаби сърца и с научни степени
Както знаем, електрическият ток напълно отказва да тръгне, ако няма потенциална разлика. Посоката на тока също ще зависи от знака на тази разлика!Ако сте се откачили и сте решили да опитате да заредите мобилния си телефон с 2V напрежение, където литиево-йонната батерия е проектирана за 3,7V, тогава нищо няма да излезе от това. Защото токът ще бъде даден от източника, който има най-висок потенциал, а този с по-нисък потенциал ще получи енергия.
Всичко е като в живота!Ти тежиш 60 кг, а човекът на улицата, който се качи да поиска да се обади на 120 кг - ясно е, че той ще разпредели путките, а ти ще ги получиш. Така и тук - батерия със своите 60 кг 2V няма да може да подава ток към батерията от 120 кг 3.7V. С кондензатор по същия начин, ако има +310V и му приложиш +200V, тогава той ще откаже да получава ток и няма да се зарежда.
Също така си струва да се отбележи, че въз основа на "правилото", описано по-горе, времето, разпределено на кондензатора за зареждане, ще бъде много малко. Нашият ток се променя според синусоидален закон, което означава необходимото напрежение ще бъде само при върховете на синусоидата!Но кондензаторът трябва да работи, така че се изнервя и се опитва да се зареди. Той познава законите на физиката, за разлика от някои, и „разбира“, че времето е кратко и затова започва точно в тези моменти, когато напрежението е в своя пик, да консумира просто огромен ток. В края на краищата трябва да е достатъчно да работите с устройството до следващия пик.
Малко за тези "върхове":
Фигура 1 - Пикове, в които е зареден кондензаторът
Както виждаме, част от периода, в който ЕМП придобива достатъчна стойност за заряда (образно 280-310V) е около 10% от общия период в AC мрежата. Оказва се, че вместо непрекъснато да вземаме енергия от мрежата безпроблемно, ние я изваждаме само на малки епизоди, като по този начин "претоварваме" мрежата. С мощност от 1 kW и индуктивен товар, токът по време на такива "върхове" може тихо да достигне стойности при 60-80А.
Следователно нашата задача се свежда до осигуряване на равномерно извличане на енергия от мрежата, за да не се претоварва мрежата! Именно KKM ще ни позволи да приложим тази задача на практика.
Кой е този твой ККМ?
Коректор на мощността- Това е често срещан преобразувател на напрежение, най-често е еднофазен. Защото използваме ШИМ модулация, тогава в момента на отворен ключ напрежението през кондензатора е постоянно. Ако стабилизираме изходното напрежение, тогава токът, взет от мрежата, е пропорционален на входното напрежение, тоест се променя плавно по синусоидален закон без описаните по-горе пикове и скокове на потребление.Схема на нашия ККМ
Тогава реших да не променям принципите си и също разчитах на листа с данни на контролера, който избрах - L6561... Фирмени инженери STMicroelectronicsвече направи всичко за мен и по-конкретно той вече е разработил идеалната схема за своя продукт.Да, мога да преброя всичко от нулата и да отделя ден-два за този бизнес, тоест всичките си вече редки уикенди, но въпросът е защо? За да докажа на себе си, че мога, този етап, за щастие, отдавна е преминат)) Тук си спомням един брадат анекдот за областта на червените топки, казват, че математик прилага формула, а инженер вади таблица с площ от червени топки ...Така е и в този случай.
Съветвам ви незабавно да обърнете внимание на факта, че веригата в листа с данни е проектирана за 120 W, което означава, че трябва адаптирайте към нашите 3 kW и прекомерни работни натоварвания.
Сега малко документация за описаната по-горе:
Лист с данни за L6561
Ако погледнем страница 6, ще видим няколко диаграми, интересуваме се от диаграма с подпис Мрежа с широк обхваткакво означава Басурмански "За работа в широк диапазон на захранващо напрежение" ... Точно този „режим“ имах предвид, когато говорих за прекомерните напрежения. Устройството се счита за универсално, тоест може да работи от всяка стандартна мрежа (например в състояния 110V) с диапазон на напрежение 85 - 265V.
Това решение ни позволява да предоставим на нашия UPS функция за стабилизиране на напрежението! За мнозина такъв диапазон ще изглежда прекомерен и тогава те могат да изпълняват този модул, като вземат предвид захранващото напрежение от 220V + - 15%. Това се счита за норма и 90% от устройствата в ценова категория до 40 хиляди рубли обикновено са лишени от KKM, а 10% го използват само с изчисляване на отклонения от не повече от 15%. Това несъмнено ви позволява да намалите донякъде цената и размерите, но ако все още не сте забравили, тогава ние правим устройство, което е задължено да се конкурира с ARS!
Затова за себе си реших да избера най-правилния вариант и да направя неубиваем резервоар, който може да бъде изваден дори в страната, където има 100V заваръчна машина или помпа в кладенеца в мрежата: 
Фигура 2 - Стандартна схема, предложена от ST
Адаптиране на стандартна схема за нашите задачи
а) Когато гледам тази диаграма от LH, първото нещо, което идва на ум е необходимо е да добавите филтър за общ режим!И това е правилно, тъй като при висока мощност те ще "подлудят" електрониката. За токове от 15 A и повече, той ще има по-сложен външен вид, отколкото мнозина са свикнали да виждат в същите компютърни захранвания, където има само 500-600 вата. Следователно тази ревизия ще бъде отделна точка.Б) Виждаме кондензатора C1, можете да вземете сложна формула и да изчислите необходимия капацитет и съветвам тези, които искат да се задълбочат в това, като си спомнят в един курс електротехниката на 2-ра година от всеки политехникум. Но няма да направя това, защото по мои собствени наблюдения от стари изчисления си спомням, че до 10 kW този капацитет нараства почти линейно по отношение на увеличаването на мощността. Тоест, като вземем предвид 1 μF на 100 W, получаваме, че за 3000 W имаме нужда от 30 μF. Този контейнер лесно се набира от 7 филмови кондензатори от 4,7 μF и 400V всеки. Дори малко с марж, т.к Капацитетът на кондензатора е силно зависим от приложеното напрежение.
В) Имаме нужда от сериозен силови транзистор, т.к токът, консумиран от мрежата, ще бъде изчислен, както следва: 
Фигура 3 - Изчисляване на номиналния ток за PFC
имаме 41,83А... Сега честно признаваме, че няма да можем да поддържаме температурата на кристала на транзистора в района на 20-25 ° C. По-скоро можем да надвием, но ще е скъпо за такава мощност. След 750 kW цената на охлаждане с фреон или течен кислород се ерозира, но досега това е далеч от това))) Следователно, трябва да намерим транзистор, който може да осигури 45-50A при температура 55-60 ° C.
Като се има предвид, че има индуктивност във веригата, тогава бих предпочел IGBTтранзистор, за най-издръжливите. Ограничаващият ток трябва да се избере за търсене първо около 100А, т.к това е ток при 25 ° C, с повишаване на температурата, ограничителният ток на превключване на транзистора намалява.
Малко за Cree FET
Буквално на 9 януари получих колет от Щатите от моя приятел с куп различни транзистори за тест, това чудо се казва - CREE FET... Няма да кажа, че това е нова мега технология, всъщност транзисторите на базата на силициев карбид са правени още през 80-те години, просто се сетиха защо едва сега. Като първоначален материалоучен и композитор като цяло, аз съм внимателен към тази индустрия, така че бях много заинтересован от този продукт, особено след като 1200V беше декларирано при десетки и стотици ампера. Не можах да ги купя в Русия, затова се обърнах към бившия ми съученик и той любезно ми изпрати куп мостри и тестова дъска с напред.
Мога да кажа едно - това беше най-скъпата ми фойерверка!
8 клавиша се прецакаха толкова много, че дълго време бях разстроен ... Всъщност 1200V е теоретична цифра за технологията, декларираните 65A се оказаха само импулсен ток, въпреки че в документацията ясно беше посочена номиналната скорост. Явно е имало кладенец "номинален импулсен ток" или каквото друго измислят китайците. Като цяло пак е глупост, но има едно НО!
Когато го направих CMF10120Dкоректор за 300 W, се оказа, че на същия радиатор и верига има температура от 32 ° C срещу 43 за IGBT и това е много важно!
Заключение за CREE: технологията е влажна, но е обещаваща и определено ще БЪДЕ.
В резултат на това, след като разгледах каталозите от изложбите, които посетих (между другото удобно нещо, ала параметрично търсене), избрах два ключа, те станаха - IRG7PH50и IRGPS60B120... И двата са на 1200V, и двата на 100 + A, но след отваряне на листа с данни първият ключ беше елиминиран веднага - той е в състояние да превключва ток от 100A само при честота 1 kHz, за нашата задача е пагубен. Вторият превключвател е на 120А и честота 40 kHz, което е доста подходящо. Вижте листа с данни на връзката по-долу и потърсете графика със зависимостта на тока от температурата:
Фигура 4.1 - Графика със зависимостта на максималния ток от честотата на превключване за IRG7PH50, нека го оставим на честотния преобразувател
Фигура 4.2 - Графика с работен ток при дадена температура за IRGPS60B120
Тук наблюдаваме заветните цифри, които ни показват, че при 125 ° C и транзисторът, и диодът спокойно ще превъзмогнат токовете от малко повече от 60 A, докато ще можем да реализираме преобразуването при честота от 25 kHz без никакви проблеми и ограничения.
D) Диод D1, трябва да изберем диод с работно напрежение най-малко 600V и номинален ток за нашия товар, т.е. 45А.Реших да използвам тези диоди, които имах под ръка (неотдавна ги купих за разработването на заварчик под "косия мост") това е - VS-60EPF12... Както можете да видите от маркировката, той е на 60A и 1200V. Залагам всичко с марж, т.к. този прототип е направен за мен и се чувствам толкова по-спокоен.
Реално можете да сложите диод за 50-60A и 600V, но няма цена между версията 600 и 1200V.
E) Кондензатор C5, всичко е същото като в случая на C1 - достатъчно е да увеличите номиналната стойност от листа с данни пропорционално на мощността. Само имайте предвид, че ако планирате мощен индуктивен товар или динамичен с бързо нарастване на мощността (ала концертен усилвател от 2 kW), тогава е по-добре да не пестите от тази точка.
Ще пусна моята версия 10 електролита 330 μF и 450V всеки, ако планирате да захранвате няколко компютъра, рутери и други дреболии, тогава можете да се ограничите до 4 електролита от 330 uF и 450V всеки.
E) R6 - това е токов шунт, той ще ни спаси от криви ръце и случайни грешки, също така предпазва веригата от късо съединение и претоварване. Нещото определено е полезно, но ако действаме като инженери от ST, то при токове от 40А ще получим обикновен бойлер. Има 2 варианта: токов трансформатор или фабричен шунт със спад от 75mV + op amp ala LM358.
Първият вариант е по-прост и осигурява галванична изолация на този възел на веригата. Как да изчислим токовия трансформатор, който дадох в предишната статия, важно е да запомните това защитата ще работи, когато напрежението на крак 4 се повиши до 2.5V (в действителност до 2.34V).
Познавайки това напрежение и ток на веригата, използвайки формулите от част 5можете лесно да изчислите токовия трансформатор.
G) И последната точка е силовият дросел. За него по-долу.
Силов дросел и неговото изчисляване
Ако някой е чел внимателно моите статии и има отлична памет, тогава трябва да си спомни статия 2 и снимка № 5, на него можете да видите 3 елемента от намотките, които използваме. пак ще ти покажа:
Фигура 5 - Рамки и сърцевина за продукти на силови бобини
В този модул отново ще използваме любимите ни тороидални пръстени от пулверизирано желязо, но този път не един, а 10 наведнъж! Как искаш? 3 kW не е китайска занаята ...
Имаме първоначалните данни:
1) Ток - 45A + 30-40% за амплитудата в дросела, общо 58.5A
2) Изходно напрежение 390-400V
3) входно напрежение 85-265V AC
4) Ядро - материал -52, D46
5) Клиренс - разпределен
Фигура 6 - И отново скъпи Starichok51 ни спестява време и го счита за програма CaclPFC
Мисля, че изчислението показа на всички колко сериозно би било)) 4 пръстена, радиатор, диоден мост и IGBT - ужас!
Правилата за навиване могат да бъдат извадени в статията "Част 2". Вторичната намотка на пръстените е навита в количество - 1 оборот.
Общо на дросела:
1) както виждате, броят на пръстените вече е 10 броя! Това е скъпо, всеки пръстен струва около 140r, но какво ще получим в замяна в следващите параграфи
2) работната температура е 60-70 ° C - това е абсолютно идеално, защото мнозина поставят работната температура на 125 ° C. Ние задаваме 85 ° C в нашите производствени мощности. Защо се прави това - за спокоен сън излизам спокойно от вкъщи за една седмица и знам, че нищо няма да пламне в мен, а и всичко е ледено. Мисля, че цената за това в 1500r не е толкова смъртоносна, нали?
3) Зададох плътността на тока на оскъдните 4 A / mm 2, това ще повлияе както на топлината, така и на изолацията и съответно на надеждността.
4) Както виждате, според изчислението, капацитетът след дросела се препоръчва за почти 3000 uF, така че моят избор с 10 електролита по 330 uF пасва идеално тук. Капацитетът на кондензатора C1 се оказа 15 μF, имаме двоен марж - можете да го намалите до 4 филмови кондензатора, можете да оставите 7 броя и ще бъде по-добре.
Важно! Броят на пръстените в главния дросел може да бъде намален до 4-5, като едновременно с това се увеличава плътността на тока до 7-8 A / mm 2. Това ще ви позволи да спестите много, но амплитудата на тока ще се увеличи леко и най-важното е, че температурата ще се повиши до поне 135 ° C. ...
Какво да кажа - тук расте чудовище)))
Филтър за общ режим
За да разберете разликата между веригите за даден филтър за токове от 3A (захранването на компютъра, споменато по-горе) и за токове от 20A, можете да сравните схемата от Google на ATX със следното:
Фигура 7 - Схематична диаграма на шумовия филтър с общ режим
Няколко функции:
1) C29 е кондензатор за филтриране на електромагнитни смущения, той е маркиран "X1"... Номиналната му стойност трябва да бъде в диапазона от 0,001 - 0,5 mF.
2) Дроселът е навит на сърцевината E42 / 21/20.
3) Два дросела на пръстени DR7 и DR9 се навиват на всяка спрей ядро и с диаметър повече от 20 mm. Навих го на все същия D46 от -52 материал, докато не се напълни на 2 слоя. Практически няма шум в мрежата дори при номинална мощност, но това всъщност е излишно дори според мен.
4) Кондензатори C28 и C31 при 0,047 μF и 1 kV и трябва да са от клас "Y2".
Чрез изчисляване на индуктивността на дроселите:
1) Индуктивността на индуктора с общ режим трябва да бъде 3,2-3,5 mH
2) Индуктивността на диференциалните дросели се изчислява по формулата: 
Фигура 8 - Изчисляване на индуктивността на диференциални дросели без магнитна връзка
Епилог
Използвайки компетентния и професионален опит на ST инженерите, успях да произведа, ако не идеален, то просто отличен активен коректор на фактора на мощносттас параметри, по-добри от всеки Schneider. Единственото нещо, което определено трябва да запомните, е колко много имате нужда от него? И въз основа на това коригирайте параметрите за себе си.Целта ми в тази статия беше просто да покажа процеса на изчисление с възможност за коригиране на първоначалните данни, така че всеки, който е решил параметрите за своите задачи, вече да е изчислил и направил модула сам. Надявам се, че успях да покажа това и в следващата статия ще демонстрирам съвместната работа на KKM и зарядното устройство от част 5.
